อย่างที่เราทราบกันดีว่าตัวกรองควอทซ์คือ "ครึ่งหนึ่งของตัวรับส่งสัญญาณที่ดี" บทความนี้นำเสนอการออกแบบที่เป็นประโยชน์ของตัวกรองคริสตัลควอตซ์แบบเลือกพื้นฐาน 12 แบบสำหรับตัวรับส่งสัญญาณคุณภาพสูงและสิ่งที่แนบมากับคอมพิวเตอร์ ซึ่งช่วยให้คุณสามารถกำหนดค่าตัวกรองนี้และตัวกรองย่านความถี่แคบอื่น ๆ ได้ ในการออกแบบสมัครเล่นใน เมื่อเร็วๆ นี้ตัวกรองควอทซ์แบบแลดเดอร์คริสตัลแปดตัวที่สร้างจากตัวสะท้อนเสียงที่เหมือนกันจะถูกใช้เป็นตัวกรองการเลือกหลัก ตัวกรองเหล่านี้ค่อนข้างง่ายในการผลิตและไม่ต้องการต้นทุนวัสดุจำนวนมาก

โปรแกรมคอมพิวเตอร์ถูกเขียนขึ้นเพื่อการคำนวณและการสร้างแบบจำลอง ลักษณะของตัวกรองตอบสนองความต้องการในการรับและส่งสัญญาณคุณภาพสูงอย่างสมบูรณ์ อย่างไรก็ตาม ด้วยข้อดีทั้งหมด ตัวกรองเหล่านี้ก็มีข้อเสียเปรียบที่สำคัญเช่นกัน นั่นคือความไม่สมดุลบางประการของการตอบสนองความถี่ (ความชันความถี่ต่ำแบบแบน) และด้วยเหตุนี้ จึงมีสัมประสิทธิ์ความเป็นสี่เหลี่ยมต่ำ

ความแออัดของการออกอากาศวิทยุสมัครเล่นกำหนดข้อกำหนดที่ค่อนข้างเข้มงวดสำหรับการเลือกตัวรับส่งสัญญาณสมัยใหม่ในช่องที่อยู่ติดกัน ดังนั้นตัวกรองการเลือกหลักจะต้องให้การลดทอนนอกพาสแบนด์ไม่แย่กว่า 100 dB โดยมีปัจจัยกำลังสองเท่ากับ 1.5... 1.8 ( ที่ระดับ -6/-90 dB )

โดยธรรมชาติแล้ว ความสูญเสียและความไม่สม่ำเสมอของการตอบสนองความถี่ในพาสแบนด์ของตัวกรองควรจะน้อยที่สุด ตามคำแนะนำที่กำหนดไว้ในตัวกรองแลดเดอร์สิบคริสตัลที่มีลักษณะ Chebyshev ที่มีการตอบสนองความถี่ไม่สม่ำเสมอที่ 0.28 dB ถูกเลือกเป็นพื้นฐาน

เพื่อเพิ่มความชันของทางลาดขนานกับอินพุตและเอาต์พุตของตัวกรอง ได้มีการแนะนำวงจรเพิ่มเติม ซึ่งประกอบด้วยตัวสะท้อนควอทซ์และตัวเก็บประจุที่เชื่อมต่อแบบอนุกรม

การคำนวณพารามิเตอร์ของเครื่องสะท้อนเสียงและตัวกรองดำเนินการตามวิธีที่อธิบายไว้ใน สำหรับพาสแบนด์ตัวกรอง 2.65 kHz ได้รับค่าเริ่มต้น: C1,2 = 82.2 pF, Lkv = 0.0185 Hn, Rn = 224 Ohm วงจรตัวกรองและค่าที่คำนวณได้ของค่าตัวเก็บประจุจะแสดงในรูป 1.

การออกแบบใช้ตัวสะท้อนควอทซ์สำหรับตัวถอดรหัส PAL โทรทัศน์ที่ความถี่ 8.867 MHz ผลิตโดย VNIISIMS (ภูมิภาค Aleksandrov, Vladimir) ความสามารถในการทำซ้ำที่เสถียรของพารามิเตอร์คริสตัล ขนาดที่เล็ก และต้นทุนที่ต่ำ มีบทบาทในตัวเลือกนี้

การเลือกความถี่ของเครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์สำหรับ ZQ2-ZQ11 ดำเนินการด้วยความแม่นยำ ±50 Hz การวัดดำเนินการโดยใช้ออสซิลเลเตอร์ในตัวและเครื่องวัดความถี่ทางอุตสาหกรรม เครื่องสะท้อนเสียง ZQ1 และ ZQ12 สำหรับวงจรขนานถูกเลือกจากคริสตัลชุดอื่นๆ ที่มีความถี่ต่ำกว่าและสูงกว่าความถี่ตัวกรองหลักตามลำดับประมาณ 1 kHz

ตัวกรองถูกประกอบขึ้น แผงวงจรพิมพ์ทำจากไฟเบอร์กลาสฟอยล์สองหน้า หนา 1 มม. (รูปที่ 2)

ชั้นบนสุดของการเคลือบโลหะจะใช้เป็นลวดทั่วไป รูด้านข้างที่ติดตั้งตัวสะท้อนกลับเป็นแบบจม ตัวเรือนของเครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์ทั้งหมดเชื่อมต่อกับสายไฟทั่วไปโดยการบัดกรี

ก่อนที่จะติดตั้งชิ้นส่วน แผงวงจรตัวกรองจะถูกปิดผนึกไว้ในกล่องชุบดีบุกพร้อมฝาปิดที่ถอดออกได้สองอัน นอกจากนี้ ที่ด้านข้างของตัวนำที่พิมพ์แล้ว จะมีการบัดกรีฉากกั้นหน้าจอ โดยผ่านระหว่างตัวนำของเครื่องสะท้อนไปตามเส้นแกนกลางของบอร์ด

ในรูป รูปที่ 3 แสดงแผนผังการติดตั้งตัวกรอง ตัวเก็บประจุทั้งหมดในตัวกรองคือ CD และ KM

หลังจากสร้างตัวกรองแล้ว คำถามก็เกิดขึ้น: จะวัดการตอบสนองความถี่ด้วยความละเอียดสูงสุดที่บ้านได้อย่างไร

มีการใช้คอมพิวเตอร์ที่บ้าน ตามด้วยการตรวจสอบผลการวัดโดยสร้างการตอบสนองความถี่ของตัวกรองทีละจุดโดยใช้ไมโครโวลต์มิเตอร์แบบเลือกเฉพาะ ในฐานะผู้ออกแบบอุปกรณ์วิทยุสมัครเล่น ฉันมีความสนใจอย่างมากในแนวคิดที่ DG2XK เสนอให้ใช้โปรแกรมคอมพิวเตอร์สำหรับเครื่องวิเคราะห์สเปกตรัมความถี่ต่ำ (20 Hz...22 kHz) เพื่อวัดการตอบสนองความถี่ของตัวกรองวิทยุสมัครเล่นย่านความถี่แคบ

สาระสำคัญอยู่ที่ความจริงที่ว่าสเปกตรัมความถี่สูงของการตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอตซ์จะถูกถ่ายโอนไปยังช่วงความถี่ต่ำโดยใช้เครื่องตรวจจับ SSB ทั่วไปและคอมพิวเตอร์ที่ติดตั้งโปรแกรมวิเคราะห์สเปกตรัมทำให้สามารถดูความถี่ได้ การตอบสนองของตัวกรองนี้บนจอแสดงผล

เครื่องกำเนิดสัญญาณรบกวนซีเนอร์ไดโอดใช้เป็นแหล่งสัญญาณความถี่สูง DG2XK การทดลองที่ฉันทำแสดงให้เห็นว่าแหล่งสัญญาณดังกล่าวอนุญาตให้เราดูการตอบสนองความถี่ที่ระดับไม่เกิน 40 dB ซึ่งเห็นได้ชัดว่าไม่เพียงพอสำหรับการปรับแต่งตัวกรองคุณภาพสูง ในการดูการตอบสนองความถี่ของตัวกรองที่ระดับ -100 dB เครื่องกำเนิดต้องมี

ด้วยเหตุนี้ เครื่องกำเนิดสัญญาณรบกวนจึงถูกแทนที่ด้วยเครื่องกำเนิดสัญญาณแบบกวาด (รูปที่ 4) พื้นฐานคือวงจรของออสซิลเลเตอร์แบบควอตซ์ ซึ่งความหนาแน่นของกำลังสัญญาณรบกวนสเปกตรัมสัมพัทธ์เท่ากับ -165 dB/Hz ซึ่งหมายความว่าพลังเสียงของเครื่องกำเนิดที่ 10 kHz จะถูกปรับในแบนด์วิดท์ 3 kHz

เค้าโครงของต้นฉบับมีการปรับเปลี่ยนเล็กน้อย ดังนั้นแทน ทรานซิสเตอร์สองขั้วมีการใช้สนามแม่เหล็กและวงจรที่ประกอบด้วยตัวเหนี่ยวนำ L1 และ varicaps VD2-VD5 เชื่อมต่อแบบอนุกรมกับเครื่องสะท้อนเสียงควอตซ์ ZQ1 ความถี่ของเครื่องกำเนิดสามารถปรับได้โดยสัมพันธ์กับความถี่ควอตซ์ภายใน 5 kHz ซึ่งค่อนข้างเพียงพอสำหรับการวัดการตอบสนองความถี่ของตัวกรองย่านความถี่แคบ

เครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์ในเครื่องกำเนิดไฟฟ้ามีลักษณะคล้ายกับตัวกรอง ในโหมดเครื่องกำเนิดความถี่สวิง แรงดันไฟฟ้าควบคุมไปยัง varicaps VD2-VD5 นั้นจ่ายจากเครื่องกำเนิดแรงดันไฟฟ้าแบบฟันเลื่อยที่สร้างบนทรานซิสเตอร์แบบแยกเดี่ยว VT2 พร้อมด้วยตัวกำเนิดกระแสไฟฟ้าบน VT1

หากต้องการปรับความถี่ของเครื่องกำเนิดไฟฟ้าด้วยตนเองจะใช้ตัวต้านทานแบบหลายเลี้ยว R11 ชิป DA1 ทำงานเป็นเครื่องขยายแรงดันไฟฟ้า แรงดันไฟฟ้าควบคุมไซนูซอยด์ที่เกิดขึ้นแต่แรกต้องถูกยกเลิก เนื่องจากความเร็วที่ไม่สม่ำเสมอของการส่งผ่านการตอบสนองความถี่ของส่วนต่างๆ ของการตอบสนองความถี่ของตัวกรอง และเพื่อให้ได้ความละเอียดสูงสุด ความถี่ของเครื่องกำเนิดไฟฟ้าจึงลดลงเหลือ 0.3 เฮิรตซ์ สวิตช์ SA1 เลือกความถี่เครื่องกำเนิดเลื่อย - 10 หรือ 0.3 Hz ค่าเบี่ยงเบนความถี่ของ MFC ถูกกำหนดโดยตัวต้านทานการตัดแต่ง R10

แผนผังของบล็อกตัวตรวจจับแสดงในรูปที่ 1 5. สัญญาณจากเอาต์พุตของตัวกรองควอตซ์จะถูกส่งไปยังอินพุต X2 หากใช้วงจร L1C1C2 เป็นโหลดตัวกรอง

หากทำการวัดกับตัวกรองที่มีความต้านทานแบบแอกทีฟ ก็ไม่จำเป็นต้องมีวงจรนี้ จากนั้นสัญญาณจากตัวต้านทานโหลดจะถูกนำไปใช้กับอินพุต X1 และตัวนำที่เชื่อมต่ออินพุต X1 กับวงจรจะถูกลบออกจากแผงวงจรพิมพ์ของเครื่องตรวจจับ

ผู้ติดตามแหล่งกำเนิดที่มีช่วงไดนามิกมากกว่า 90 dB บนทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามอันทรงพลัง VT1 จะจับคู่ความต้านทานโหลดของตัวกรองและความต้านทานอินพุตของมิกเซอร์ เครื่องตรวจจับได้รับการออกแบบตามแบบพาสซีฟ มิกเซอร์ที่สมดุลบน ทรานซิสเตอร์สนามผล VT2, VT3 และมีช่วงไดนามิกมากกว่า 93 dB

ประตูรวมของทรานซิสเตอร์ผ่านวงจร P C17L2C20 และ C19L3C21 ได้รับแรงดันไฟฟ้าไซน์ซอยด์แอนติเฟสที่ 3...4V (rms) จากเครื่องกำเนิดอ้างอิง ออสซิลเลเตอร์อ้างอิงของเครื่องตรวจจับซึ่งสร้างบนชิป DD1 มีเครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์ที่มีความถี่ 8.862 MHz

เกิดขึ้นที่เต้าเสียบเครื่องผสม สัญญาณความถี่ต่ำถูกขยายประมาณ 20 เท่าโดยแอมพลิฟายเออร์บนชิป DA1 เนื่องจากการ์ดเสียงของคอมพิวเตอร์ส่วนบุคคลมีอินพุตความต้านทานค่อนข้างต่ำ op-amp K157UD1 อันทรงพลังจึงถูกติดตั้งในเครื่องตรวจจับ การตอบสนองความถี่ของแอมพลิฟายเออร์จะถูกปรับเพื่อให้ต่ำกว่า 1 kHz และสูงกว่า 20 kHz จะได้ Rolloff อัตราขยายประมาณ -6 dB ต่อออคเทฟ

เครื่องกำเนิดความถี่สวิงติดตั้งอยู่บนแผงวงจรพิมพ์ที่ทำจากไฟเบอร์กลาสฟอยล์สองด้าน (รูปที่ 6) ชั้นบนสุดของบอร์ดทำหน้าที่เป็นลวดทั่วไป รูสำหรับสายนำของชิ้นส่วนที่ไม่ได้สัมผัสจะถูกฝัง

กระดานถูกปิดผนึกไว้ในกล่องสูง 40 มม. พร้อมฝาปิดแบบถอดได้ 2 อัน ตัวกล่องทำจากแผ่นโลหะเคลือบดีบุก ตัวเหนี่ยวนำ L1, L2, L3 ถูกพันบนเฟรมมาตรฐานที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 6.5 มม. พร้อมที่กันจอนเหล็กคาร์บอนิลและวางไว้ในตะแกรง L1 ประกอบด้วยลวด PEV-2 0.21 จำนวน 40 รอบ, L3 และ L2 - ลวด PELSHO-0.31 จำนวน 27 และ 2+4 รอบตามลำดับ

คอยล์ L2 พันอยู่ด้านบนของ L3 ใกล้กับปลาย "เย็น" โช้กทั้งหมดเป็นมาตรฐาน - DM 0.1 68 µH ตัวต้านทานคงที่ MLT, ตัวต้านทานการปรับค่า R6, R8 และ R10 ประเภท SPZ-38 ตัวต้านทานแบบหลายเลี้ยว - PPML ตัวเก็บประจุถาวร - KM, KLS, KT, ออกไซด์ - K50-35, K53-1

การจัดตั้ง MFC เริ่มต้นด้วยการตั้งค่าสัญญาณสูงสุดที่เอาต์พุตของเครื่องกำเนิดแรงดันไฟฟ้าฟันเลื่อย โดยการตรวจสอบสัญญาณที่พิน 6 ของไมโครวงจร DA1 ด้วยออสซิลโลสโคปโดยใช้ตัวต้านทานการตัดแต่ง R8 (เกน) และ R6 (ออฟเซ็ต) ตั้งค่าแอมพลิจูดและรูปร่างของสัญญาณที่แสดงบนแผนภาพที่จุด A โดยการเลือกตัวต้านทาน R12 การสร้างความเสถียร สามารถทำได้โดยไม่ต้องเข้าสู่โหมดจำกัดสัญญาณ

เมื่อเลือกความจุของตัวเก็บประจุ C14 และปรับวงจร L2L3 ระบบออสซิลเลเตอร์เอาท์พุตจะถูกปรับให้เป็นเสียงสะท้อน ซึ่งรับประกันความสามารถในการรับน้ำหนักที่ดีของเครื่องกำเนิดไฟฟ้า การใช้ทริมเมอร์คอยล์ L1 ขีดจำกัดการปรับแต่งออสซิลเลเตอร์จะถูกตั้งค่าไว้ภายในช่วง 8.8586-8.8686 MHz ซึ่งซ้อนทับแถบตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอตซ์ที่ทดสอบด้วยระยะขอบ เพื่อให้มั่นใจว่าการปรับโครงสร้างสูงสุดของ GKCH

บล็อกตัวตรวจจับทำบนแผงวงจรพิมพ์ที่ทำจากไฟเบอร์กลาสฟอยล์สองหน้า (รูปที่ 7)

ชั้นบนสุดของฟอยล์ใช้เป็นลวดทั่วไป รูสำหรับสายนำของชิ้นส่วนที่ไม่ได้สัมผัสกับลวดทั่วไปจะถูกเคาเตอร์ซิงค์

กระดานปิดผนึกอยู่ในกล่องดีบุกสูง 35 มม. พร้อมฝาปิดแบบถอดได้ ความละเอียดของกล่องรับสัญญาณขึ้นอยู่กับคุณภาพการผลิต

คอยส์ L1 - L4 มีลวด PEV-0.21 จำนวน 32 รอบ หมุนวนเพื่อเปิดเฟรมที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 6 มม. ทริมเมอร์ในคอยล์จากแกนเกราะ SB-12a โช้คทั้งหมดเป็นประเภท DM-0.1 ตัวเหนี่ยวนำ L5 - 16 µH, L6, L8 - 68 µH, L7 - 40 µH หม้อแปลง T1 พันบนแกนแม่เหล็กวงแหวนเฟอร์ไรต์ 1000NN ขนาดมาตรฐาน K10 x 6 x 3 มม. และมี 7 รอบในขดลวดปฐมภูมิ และลวด PEV-0.31 2 x 13 รอบในขดลวดทุติยภูมิ

ทั้งหมด ตัวต้านทานทริม- เอสพีแซด-38. ในระหว่างการตั้งค่าเบื้องต้นของตัวเครื่องจะใช้ออสซิลโลสโคปความถี่สูงเพื่อตรวจสอบสัญญาณไซน์ซอยด์ที่ประตูของทรานซิสเตอร์ VT2, VT3 และหากจำเป็นให้ปรับคอยล์ L2, L3 ด้วยการปรับคอยล์ L4 ความถี่ของออสซิลเลเตอร์อ้างอิงจะลดลงต่ำกว่าพาสแบนด์ตัวกรอง 5 kHz ทำเช่นนี้เพื่อให้ในพื้นที่ทำงานของเครื่องวิเคราะห์สเปกตรัมมีการรบกวนน้อยลงซึ่งจะลดความละเอียดของอุปกรณ์

เครื่องกำเนิดความถี่แบบกวาดเชื่อมต่อกับตัวกรองควอทซ์ผ่านวงจรออสซิลเลเตอร์ที่เข้ากันกับตัวแบ่งแบบคาปาซิทีฟ (รูปที่ 8)

ในระหว่างกระบวนการปรับแต่ง สิ่งนี้จะช่วยให้คุณได้รับการลดทอนและความไม่สม่ำเสมอต่ำในพาสแบนด์ตัวกรอง

วงจรออสซิลเลเตอร์ที่ตรงกันลำดับที่สอง ดังที่ได้กล่าวไปแล้ว จะอยู่ในอุปกรณ์แนบของตัวตรวจจับ เมื่อประกอบวงจรการวัดและเชื่อมต่อเอาต์พุตของกล่องแปลงสัญญาณ (ขั้วต่อ XZ) เข้ากับไมโครโฟนหรืออินพุตเชิงเส้นของการ์ดเสียงของคอมพิวเตอร์ส่วนบุคคลแล้วเราจะเปิดตัวโปรแกรมวิเคราะห์สเปกตรัม มีหลายโปรแกรมดังกล่าว ผู้เขียนใช้โปรแกรม SpectraLab v.4.32.16 ซึ่งอยู่ที่: http://cityradio.narod.ru/utilities.html โปรแกรมนี้ใช้งานง่ายและมีความสามารถที่ยอดเยี่ยม

ดังนั้นเราจึงเปิดตัวโปรแกรม “SpektroLab” และโดยการปรับความถี่ของ MCG (ในโหมดควบคุมด้วยตนเอง) และออสซิลเลเตอร์อ้างอิงในอุปกรณ์ตรวจจับ เราได้ตั้งค่าจุดสูงสุดของสเปกโตรแกรมของ MCG ที่ประมาณ 5 kHz ถัดไป โดยการปรับสมดุลมิกเซอร์ของสิ่งที่แนบกับตัวตรวจจับ จุดสูงสุดของฮาร์มอนิกตัวที่สองจะลดลงเหลือระดับเสียงรบกวน หลังจากนั้น โหมด GCH จะเปิดขึ้น และการตอบสนองความถี่ที่รอคอยมานานของตัวกรองที่กำลังทดสอบจะปรากฏบนจอภาพ ขั้นแรก เปิดความถี่สวิง 10 Hz และใช้ R11 ปรับความถี่กลาง จากนั้นวงสวิง R10 (รูปที่ 4) เราจะสร้าง "ภาพ" ที่ยอมรับได้ของการตอบสนองความถี่ของตัวกรองแบบเรียลไทม์ . ในระหว่างการวัด การปรับวงจรที่ตรงกันจะทำให้พาสแบนด์มีความไม่สม่ำเสมอน้อยที่สุด

ต่อไป เพื่อให้ได้ความละเอียดสูงสุดของอุปกรณ์ เราจะเปิดความถี่การกวาดที่ 0.3 Hz และตั้งค่าในโปรแกรมจำนวนจุดการแปลงฟูริเยร์สูงสุดที่เป็นไปได้ (FFT ผู้เขียนมี 4096...8192) และค่าต่ำสุดของ พารามิเตอร์การหาค่าเฉลี่ย (ค่าเฉลี่ย ผู้เขียนมี 1)

เนื่องจากคุณลักษณะถูกวาดในหลายรอบของ GKCh โหมดโวลต์มิเตอร์สูงสุดของการจัดเก็บข้อมูล (กดค้าง) จึงเปิดอยู่ เป็นผลให้เราได้รับการตอบสนองความถี่ของตัวกรองที่กำลังศึกษาบนจอภาพ

การใช้เคอร์เซอร์ของเมาส์ทำให้เราได้รับค่าดิจิทัลที่จำเป็นของการตอบสนองความถี่ที่เกิดขึ้นในระดับที่ต้องการ ในกรณีนี้คุณต้องไม่ลืมที่จะวัดความถี่ของออสซิลเลเตอร์อ้างอิงในอุปกรณ์ตรวจจับเพื่อให้ได้ค่าความถี่ที่แท้จริงของจุดตอบสนองความถี่

เมื่อประเมิน "ภาพ" เริ่มต้นแล้ว พวกเขาจึงปรับความถี่ของการเรโซแนนซ์ตามลำดับ ZQ1n ZQ12 ตามลำดับไปที่ความชันด้านล่างและด้านบนของการตอบสนองความถี่ของตัวกรอง เพื่อให้ได้ค่าความเป็นเหลี่ยมสูงสุดที่ระดับ - 90 dB

โดยสรุป เมื่อใช้เครื่องพิมพ์ เราได้รับ "เอกสาร" ที่ครบถ้วนสำหรับตัวกรองที่ผลิตขึ้น ดังตัวอย่างในรูป รูปที่ 9 แสดงสเปกตรัมของการตอบสนองความถี่ของตัวกรองนี้ สเปกโตรแกรมของสัญญาณ GKCh ก็แสดงอยู่ที่นั่นเช่นกัน ความไม่สม่ำเสมอที่มองเห็นได้ของความชันด้านซ้ายของการตอบสนองความถี่ที่ระดับ -3...-5 dB จะถูกกำจัดออกโดยการจัดเรียงตัวสะท้อนเสียงควอตซ์ ZQ2-ZQ11 ใหม่

เป็นผลให้เราได้รับคุณลักษณะตัวกรองดังต่อไปนี้: ระดับพาสแบนด์ - 6 dB - 2.586 kHz, การตอบสนองความถี่ไม่สม่ำเสมอในพาสแบนด์ - น้อยกว่า 2 dB, ปัจจัยระดับสี่เหลี่ยม - 6/-60 dB - 1.41; ตามระดับ - 6/-80 dB 1.59 และตามระดับ - 6/-90 dB - 1.67; การลดทอนในย่านความถี่น้อยกว่า 3 เดซิเบล และการลดทอนเกินย่านความถี่มากกว่า 90 เดซิเบล

ผู้เขียนตัดสินใจตรวจสอบผลลัพธ์ที่ได้รับและวัดการตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอตซ์แบบจุดต่อจุด สำหรับการวัดนั้นจำเป็นต้องใช้ไมโครโวลต์มิเตอร์แบบเลือกที่มีตัวลดทอนที่ดีซึ่งเป็นไมโครโวลต์มิเตอร์ประเภท HMV-4 (โปแลนด์) ที่มีความไวเล็กน้อย 0.5 μV (ในเวลาเดียวกันจะบันทึกสัญญาณได้ดีที่ระดับ 0.05 μV) และ ตัวลดทอนสัญญาณ 100 dB

สำหรับตัวเลือกการวัดนี้ ไดอะแกรมที่แสดงในรูปที่ 1 ถูกประกอบขึ้น 10. วงจรการจับคู่ที่อินพุตและเอาต์พุตของตัวกรองได้รับการป้องกันอย่างระมัดระวัง ใช้การเชื่อมต่อสายไฟที่มีฉนวน คุณภาพดี- วงจร "กราวด์" ก็ดำเนินการอย่างระมัดระวังเช่นกัน

การเปลี่ยนความถี่ของตัวต้านทานความถี่สูง R11 อย่างราบรื่นและการสลับตัวลดทอน 10 dB เราทำการอ่านไมโครโวลต์มิเตอร์ผ่านการตอบสนองความถี่ทั้งหมดของตัวกรอง เราสร้างกราฟตอบสนองความถี่โดยใช้ข้อมูลการวัดและสเกลเดียวกัน (รูปที่ 11)

ด้วยความไวสูงของไมโครโวลต์มิเตอร์และเสียงด้านต่ำของ GKCh สัญญาณจะถูกบันทึกอย่างดีที่ระดับ -120 dB ซึ่งสะท้อนให้เห็นอย่างชัดเจนในกราฟ

ผลการวัดมีดังนี้: แบนด์วิดท์ระดับ - 6 dB - 2.64 kHz; การตอบสนองความถี่ไม่สม่ำเสมอ - น้อยกว่า 2 dB; ค่าสัมประสิทธิ์ความเป็นสี่เหลี่ยมสำหรับระดับ -6/-60 dB คือ 1.386; ตามระดับ - 6/-80 dB - 1.56; ตามระดับ - 6/-90 dB - 1.682; ตามระดับ - 6/-100 dB - 1.864; การลดทอนในย่านความถี่น้อยกว่า 3 เดซิเบล ด้านหลังย่านความถี่มากกว่า 100 เดซิเบล

ความแตกต่างบางประการระหว่างผลการวัดและเวอร์ชันคอมพิวเตอร์อธิบายได้จากข้อผิดพลาดสะสมในการแปลงสัญญาณดิจิทัลเป็นอนาล็อก เมื่อสัญญาณที่วิเคราะห์เปลี่ยนแปลงในช่วงไดนามิกขนาดใหญ่

ควรสังเกตว่ากราฟข้างต้นของการตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอทซ์นั้นได้มาจากการตั้งค่าขั้นต่ำ และด้วยการเลือกส่วนประกอบอย่างระมัดระวังมากขึ้น คุณลักษณะของตัวกรองจึงสามารถปรับปรุงได้อย่างมาก

วงจรเครื่องกำเนิดไฟฟ้าที่เสนอสามารถนำมาใช้เพื่อควบคุม AGC และเครื่องตรวจจับได้สำเร็จ ด้วยการใช้สัญญาณเครื่องกำเนิดความถี่กวาดกับเครื่องตรวจจับ ที่เอาต์พุตของกล่องรับสัญญาณไปยังพีซี เราจะรับสัญญาณจากเครื่องกำเนิดความถี่กวาดความถี่ต่ำ ซึ่งคุณสามารถกำหนดค่าตัวกรองและน้ำตกของ เส้นทางความถี่ต่ำของเครื่องรับส่งสัญญาณ

สิ่งที่น่าสนใจไม่น้อยคือการใช้สิ่งที่แนบมากับเครื่องตรวจจับที่นำเสนอเป็นส่วนหนึ่งของตัวบ่งชี้พาโนรามาของตัวรับส่งสัญญาณ ในการดำเนินการนี้ ให้เชื่อมต่อตัวกรองควอตซ์ที่มีแบนด์วิดท์ 8...10 kHz เข้ากับเอาต์พุตของมิกเซอร์ตัวแรก จากนั้นสัญญาณที่ได้รับจะถูกขยายและป้อนไปยังอินพุตของเครื่องตรวจจับ ในกรณีนี้ คุณสามารถสังเกตสัญญาณของผู้ติดต่อของคุณได้ในระดับ 5 ถึง 9 จุดด้วยความละเอียดที่ดี

ก. บรากิน (RZ4HK)

วรรณกรรม:

1. ตัวกรอง Usov V. Quartz SSB - นักวิทยุสมัครเล่น พ.ศ. 2535 ฉบับที่ 6 หน้า 39, 40.

2. Drozdov V.V. ตัวรับส่งสัญญาณ KB สมัครเล่น - อ.: วิทยุและการสื่อสาร, 2531.

3. Klaus Raban (DG2XK) เพิ่มประสิทธิภาพโดย Eigenbau-Quarzfiltern ด้วย PC-Soundkarte - Funkamateur, ฉบับที่ 11, 2001, S. 1246-1249.

4.แฟรงค์ ซิลวา. Shmutzeffekte vermeiden และ beseitig. - ฟังค์, 1999, 11, ส. 38.