สามารถใช้ในเส้นทางเครื่องขยายสัญญาณความถี่สูงหรือกลางของเครื่องรับวิทยุ ค่าสัมประสิทธิ์การส่งผ่านของแอมพลิฟายเออร์ขึ้นอยู่กับโหมดการทำงานของคาสเคดบนทรานซิสเตอร์ VT1 ซึ่งช่วยให้คุณเข้าสู่ AGC ด้วยความลึกของการปรับสูงสุด 40 dB

เครื่องรับวิทยุ (รูปที่ 39.9) สามารถรับสัญญาณจากสถานีวิทยุสมัครเล่นในช่วง 14 MHz (หรือ 21 MHz เมื่อเปลี่ยนวงจร) ประกอบด้วยอินพุตปรีแอมพลิฟายเออร์ที่ใช้ทรานซิสเตอร์ VT1 และมิกเซอร์สองตัวพร้อมออสซิลเลเตอร์แบบปรับได้ (DA1) และควอตซ์ (DA2) จากนั้นสัญญาณเอาท์พุตที่มีความถี่ 465 kHz จะถูกส่งไปยัง AM/ และ (ไม่แสดงในแผนภาพ)

ตัวเหนี่ยวนำของเครื่องรับวิทยุทำบนเฟรมที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 6-7 มม. พร้อมแกนปรับทำจากเฟอร์ไรต์และประกอบด้วย: L2, L4-L9 - ลวด 18 รอบที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 0.3-0.4 มม. หมุนเพื่อหมุน; LI, L3, L10 - 6 รอบของลวดเดียวกัน, พันอยู่ด้านบนของขดลวดที่เกี่ยวข้อง; L11 - ลวด 80 รอบที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 0.15 มม. เป็นกลุ่ม ขดลวดทำโดยไม่มีตะแกรง เมื่อใช้หน้าจอควรเพิ่มจำนวนเทิร์น 30-40%

ข้าว. 39*17. การรวมโดยทั่วไปของไมโครวงจร SA612A

ข้าว. 39.18. ตัวเลือกสำหรับการนำวงจรอินพุตของมิกเซอร์บาลานซ์ไปใช้งานบนชิป SA612A

ข้าว. 39.19. ตัวเลือกสำหรับวงจรเอาต์พุตของมิกเซอร์บาลานซ์บนไมโครวงจร SA612A

ข้าว. 39.20. ตัวเลือกสำหรับการใช้วงจรออสซิลเลเตอร์ภายในตัวผสมแบบสมดุลบนวงจรไมโคร SA612A

การเชื่อมต่อไมโครวงจรทั่วไปจะแสดงในรูปที่ 1 39.17. ตัวเลือกสำหรับการเชื่อมต่อวงจรอินพุต เอาต์พุต และวงจรออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่จะแสดงไว้ในรูปที่ 1 39.18-39.20 น. พารามิเตอร์ของตัวเหนี่ยวนำ รูปที่. 39.17: L1 - 0.2-0.283 µH;

ข้าว. 39.21. บนชิป ΝΕ612

L2 - 0.5-1.3 µH; L3 - 5.5 µH,

L4 - 1.5-44 µH.

การใช้วงจรไมโครΝΕ612สามารถสร้างแบบง่ายๆได้รูปที่ 39.21. วงจรการสั่นที่เชื่อมต่อถึงกัน L1C5, L2C6 จะต้องปรับให้เป็นความถี่ของฮาร์มอนิกที่สองของสัญญาณอินพุต

สำหรับสถานีวิทยุ CB ที่ทำงานบนโครงข่ายความถี่ มักใช้เครื่องสังเคราะห์เสียงแบบดิจิทัล เมื่อพิจารณาว่าเมื่อรับสัญญาณ จะใช้การปรับอัตโนมัติตามความถี่ของช่องสัญญาณ คุณสามารถประกอบเครื่องสังเคราะห์ความถี่แอนะล็อกแบบธรรมดาที่สามารถปรับได้อย่างราบรื่นตลอดช่วง

ข้าว. 39.22. เครื่องสังเคราะห์ความถี่ที่ใช้ชิป SA612A

ซินธิไซเซอร์แบบ “แอนะล็อก” แบบมอดูเลตความถี่ที่แสดงในรูปที่ 1 เวอร์ชัน 39.22 มีความโดดเด่นอย่างมีข้อได้เปรียบจากความเสถียรที่เพิ่มขึ้นของความถี่ของสัญญาณที่สร้างขึ้น ซึ่งเกิดจากการใช้เครื่องสะท้อนเสียงควอตซ์ความถี่สูงที่ความถี่ 24 MHz การปรับจูนอย่างราบรื่นดำเนินการในช่วงความถี่ 27.0-27.3 MHz ด้วยการจูนแบบอิเล็กทรอนิกส์ทำงานในช่วงความถี่ 3.0-3.3 MHz

L1 มี 20 รอบ; L2 - 9; L3 - 2; L4 - 8; L5 - 3 (รีบาวด์); L6 ลวด PEV-1 35 รอบ 0.23 มม. หมุนวนเพื่อเลี้ยว คอยส์ L2 และ L3 รวมถึง L4 และ L5 ตั้งอยู่บนเฟรมทั่วไป

ข้าว. 39.23. ส่วนของเส้นทางการรับบนชิป SA612A

เส้นทางการรับวิทยุ (ขึ้นอยู่กับวงจร) บนชิป SA612A ทำด้วยควอตซ์

เสถียรภาพความถี่, รูปที่. 39.23. สัญญาณความถี่กลางถูกแยกโดยตัวกรองเพียโซเซรามิกที่ 10.7 เมกะเฮิรตซ์วงจรอินพุต L1C2 ตั้งไว้ที่ความถี่ 27.14 เมกะเฮิรตซ์

Shustov M. A. วงจรไฟฟ้า 500 อุปกรณ์บนชิปอะนาล็อก - เซนต์ปีเตอร์สเบิร์ก: วิทยาศาสตร์และเทคโนโลยี, 2556. -352 น.

(จากนิตยสารออสเตรเลีย "AmateurRadio" เมษายน 2531)
ลอยด์ บัตเลอร์, VK5BR

การแนะนำ

เราจำเป็นต้องดูที่เอาต์พุตของมิกเซอร์โดยใช้เครื่องวิเคราะห์สเปกตรัมเท่านั้นจึงจะรู้ว่ามิกเซอร์นั้นเป็นอุปกรณ์ที่ซับซ้อน เราจะกล่าวถึงหลักการการผสมและอุปกรณ์การผสมบางประการด้านล่าง

ในอุปกรณ์ที่ทันสมัย ​​คุณจะพบขั้นตอนการผสมมากมาย พวกมันรู้จักกันในชื่ออุปกรณ์ซึ่งเมื่อป้อนสัญญาณสองความถี่เข้าไป จะสร้างสัญญาณเพิ่มเติมที่มีความถี่เท่ากันกับผลรวมและความแตกต่างของสัญญาณที่จ่ายให้กับมิกเซอร์ หนึ่งในส่วนประกอบที่สร้างขึ้นใหม่จะถูกแยกออกโดยตัวกรองแบนด์พาสที่ได้รับการปรับแต่ง (วงจรเรโซแนนซ์) และป้อนเพื่อการประมวลผลต่อไป เราไม่ควรลืมว่าส่วนประกอบที่เหลือทั้งอินพุตและรับนั้นมีอยู่ในสัญญาณเอาท์พุตของมิกเซอร์ในระดับหนึ่งหรืออย่างอื่นนั้นไม่ได้หายไปไหน แต่เพียงลดขนาดแอมพลิจูดระหว่างการเลือก (ควรสังเกตว่าสัญญาณอินพุตที่ถูกป้อนไปยังอุปกรณ์ไม่เชิงเส้น เช่น มิกเซอร์ จะสร้างฮาร์โมนิกของตัวเองขึ้นมา ซึ่งมีปฏิกิริยาระหว่างกันและกับสัญญาณดั้งเดิมที่จ่ายให้กับมิกเซอร์ ผลรวมและสัญญาณผลต่างที่เกิดขึ้นจะมีปฏิกิริยาโต้ตอบกับ ซึ่งกันและกันและด้วยสัญญาณดั้งเดิม ฮาร์โมนิคและสัญญาณเชิงผสมที่ได้รับอันเป็นผลมาจากปฏิสัมพันธ์ของสัญญาณทุติยภูมิ: แต่ละสัญญาณโต้ตอบกับแต่ละสัญญาณ ให้ความถี่ใหม่มากขึ้นเรื่อยๆ ดังนั้นที่เอาท์พุตของมิกเซอร์แบบไม่เชิงเส้นตรงนั้น เป็นสเปกตรัมทั้งหมดที่มีแอมพลิจูดต่างกัน งานออกแบบประกอบด้วยการระงับสัญญาณอินพุต (การผสมที่สมดุลที่อินพุต) วงจรสมดุลสองเท่าพร้อมองค์ประกอบเรโซแนนซ์ที่เอาต์พุตมีส่วนทำให้ระดับการปราบปรามที่แตกต่างกันและสัญญาณเอาต์พุตที่ไม่ต้องการของมิกเซอร์ - UA9LAQ)

ปัญหาทุกประเภทที่พบสามารถจัดการได้ในกระบวนการผสม และหากคุณกำลังออกแบบอุปกรณ์ของคุณเอง การศึกษาเชิงลึกเกี่ยวกับกระบวนการผสมจะไม่ทำร้ายคุณ ด้านล่างนี้เป็นความพยายามที่จะสำรวจหลักการพื้นฐานของการผสม

หลักการผสม

หากใช้สัญญาณสองสัญญาณที่มีความถี่ต่างกันกับอุปกรณ์เชิงเส้น (เช่น แอมพลิฟายเออร์ในอุดมคติ) สัญญาณเหล่านั้นจะปรากฏที่เอาต์พุตราวกับว่าไม่มีอะไรเกิดขึ้น - ที่ความถี่ของมันเอง ในการผสมสัญญาณทั้งสอง เราจำเป็นต้องมีอุปกรณ์ที่มีการตอบสนองแบบ "โค้ง" หรือไม่เป็นเชิงเส้น ดังที่แสดงในรูปที่ 1 1. แผนภาพแสดงสัญญาณระดับต่ำ f1 โดยมีจุดปฏิบัติการตั้งไว้ที่สองตำแหน่ง: A และ B โปรดทราบว่าระดับเอาต์พุต fi จะมากกว่าที่จุด B มากกว่าหากตั้งไว้ที่จุด A ตอนนี้ให้ดูที่รูป 2. ในแผนภาพนี้ เราได้เลื่อนจุดปฏิบัติการ โดยตั้งค่าระหว่าง A และ B ซึ่งเป็นสัญญาณระดับสูงลำดับที่สองสำหรับ ปรับความกว้างของสัญญาณ fi คำว่า "การมอดูเลต" ในที่นี้ไม่ได้ใช้ในความหมายที่เข้มงวดมากเพื่อความชัดเจน สมมติว่าสัญญาณ fi เป็นตัวพา และสัญญาณสำหรับกำลังมอดูเลตด้วยความถี่เสียง เราจะได้สิ่งที่เรียกว่าการมอดูเลตแอมพลิจูด เราได้แสดงให้เห็นอย่างชัดเจนว่าการมอดูเลตแอมพลิจูดเป็นกระบวนการเดียวกับการผสม ผลรวม และส่วนประกอบที่แตกต่าง โดยเกี่ยวข้องกับการมอดูเลตที่ประกอบขึ้นเป็นแถบข้าง

ควรสังเกตต่อไปนี้เกี่ยวกับระดับสัญญาณ fi และ fo สัญญาณ fo มีระดับที่สูงกว่า ดังนั้นจึงมีความอ่อนไหวต่อการก่อตัวของฮาร์โมนิกความถี่ fo ที่สร้างขึ้นเนื่องจากความไม่เชิงเส้นของคุณลักษณะมิกเซอร์ สัญญาณ fi จะค่อนข้างต่ำและครอบครองส่วนเล็กๆ ของลักษณะเฉพาะ ซึ่งในการประมาณครั้งแรกถือได้ว่าเป็นเส้นตรง ซึ่งบ่งชี้ว่าระดับฮาร์มอนิกของสัญญาณ fi จะมีน้อย นี่เป็นวิธีปกติในการใช้งานมิกเซอร์ตัวรับ โดยที่ fi คือสัญญาณอินพุต และ fo คือสัญญาณออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ ขนาดสัญญาณอินพุตจะถูกเก็บไว้ต่ำเพื่อลดการสร้างฮาร์โมนิคและผลิตภัณฑ์อินเทอร์โมดูเลชันกับแหล่งสัญญาณอื่นๆ และฮาร์โมนิกส์ Fi ที่เกิดจากความโค้งของมิกเซอร์ นี้จะกล่าวถึงในย่อหน้าต่อไปนี้

แอนิเมชัน (การคูณ)

กลับมาที่การอภิปรายเรื่องรูป 2 กระบวนการผสมเป็นกรณีพิเศษทางคณิตศาสตร์ของการคูณ แอมพลิจูดที่มีประสิทธิผลของสัญญาณ fi จะถูกคูณด้วยแอมพลิจูดที่มีประสิทธิผลของสัญญาณ fo ดังนั้นส่วนประกอบผลลัพธ์จึงเรียกว่าผลิตภัณฑ์ แน่นอนว่าทุกอย่างดูน่าสับสน เนื่องจากเรารู้ว่าความถี่ที่ได้รับที่เอาต์พุตของมิกเซอร์นั้นเท่ากับผลรวมและความแตกต่างของความถี่ของสัญญาณที่จ่ายให้กับมิกเซอร์ แต่คุณต้องเข้าใจว่ามีเพียงแอมพลิจูดที่มีประสิทธิผลเท่านั้นที่จะคูณ ไม่ใช่ความถี่ และปรากฏการณ์นี้สามารถอธิบายได้ด้วยหนึ่งในอัตลักษณ์ตรีโกณมิติที่รู้จักกันดี:

บาป(A) บาป (B) = (1/2) cos(A + B) - (1/2) cos(A - B) ... (1)

เราสามารถแสดงแอมพลิจูดที่มีประสิทธิผล f1 และ fo ได้ดังนี้:

Ai.sin(2π.fi.t) และ Ao.sin(2π.fo.t)

โดยที่ Ai และ Ao คือแอมพลิจูดตามลำดับ และ t = เวลา

เมื่อคูณด้วยการแทนที่เอกลักษณ์ (1) เราจะได้สิ่งต่อไปนี้:

Ai.sin(2π.fi.t).Ao.sin(2π.fo.t)= (1/2)AiAo(cos- cos)

จะเห็นได้ว่าฟังก์ชันโคไซน์ใหม่สองฟังก์ชัน (fo + fi) และ (fo - fi) ถูกสร้างขึ้นเพื่อแทนที่ผลรวมและความถี่ผลต่าง แน่นอนว่าคลื่นโคไซน์ก็เป็นคลื่นไซน์เดียวกัน แต่เปลี่ยนเฟสไป 90 องศา

สินค้าผสม

ที่เอาท์พุตของมิกเซอร์ มีส่วนประกอบมากมายมากกว่าแค่ผลรวมและความต่างจากอินพุต เพื่ออธิบายสิ่งนี้ด้วยเครื่องวิเคราะห์สเปกตรัม เรามาประกอบวงจรผสมอย่างง่ายบนไดโอดเจอร์เมเนียม (รูปที่ 3) สัญญาณ fo ที่มีแรงดันไฟฟ้า 1 Vpp จะถูกนำไปใช้ขนานกับไดโอด ซึ่งเพียงพอที่จะเปลี่ยนจุดปฏิบัติการไปตาม เส้นโค้งลักษณะเฉพาะแรงดันกระแสของไดโอด และสัญญาณ fi มีระดับน้อยกว่า 0.1 Vrr การเลือกความถี่ 150 และ 200 kHz สำหรับ fi และ fo ตามลำดับ ไม่มีนัยสำคัญอื่นใดนอกจากเพื่อวัตถุประสงค์ในการสาธิต

ข้าว. 3. มิกเซอร์ไดโอดอย่างง่าย

ข้าว. 4. สเปกตรัมความถี่ของเครื่องผสมไดโอดอย่างง่าย
(แรงดันไฟฟ้าของไดโอด: fo = 1 Vpp, fi = 0.1 Vpp)
แกน Y - 10 dB ต่อการหาร

ข้าว. 4 ใน 3 ส่วนจะแสดงเอาท์พุตของมิกเซอร์เมื่อมีการใช้สัญญาณที่มีความถี่หรือ fo หรือ fi และเมื่อใช้สัญญาณเหล่านี้พร้อมกันในการมิกซ์ ตรวจสอบ ระดับสูงฮาร์โมนิคจากสัญญาณ fo เทียบกับสัญญาณ fi ฮาร์โมนิค 2fo นั้นต่ำกว่า fo เพียง 20 dB ในขณะที่ฮาร์มอนิก 2f1 นั้นต่ำกว่า f1 45 dB และฮาร์โมนิค fi ​​ที่สูงกว่าจะสังเกตเห็นได้น้อยกว่าด้วยซ้ำ โปรดทราบด้วยว่าที่เอาท์พุตของมิกเซอร์ เมื่อผสม ไม่เพียงแต่ผลรวมและความถี่ที่แตกต่างจาก fi และ fo เท่านั้น แต่ยังรวมถึงผลรวมและผลิตภัณฑ์ผลต่างจาก fo ด้วย (เพื่อให้เข้มงวดยิ่งขึ้น สิ่งเดียวกันนี้เกิดขึ้นจากความถี่ fi แต่ระดับของผลิตภัณฑ์เหล่านี้ต่ำกว่ามากและมักหมายถึงสัญญาณรบกวน - UA9LAQ)

หากผลิตภัณฑ์ที่รวมกันไม่เป็นที่พึงปรารถนา อันตรายและระดับของการปราบปรามจะขึ้นอยู่กับความถี่ที่ต้องการ (ผลรวมหรือความแตกต่าง) นอกจากนี้ยังกำหนดแบนด์วิดท์ของตัวกรองที่ติดตามมิกเซอร์ด้วยความช่วยเหลือของสัญญาณ ความถี่ที่ต้องการหลังการผสมจะถูกแยกออก สมมติว่าเราจะใช้ส่วนประกอบผลรวมเอาต์พุต (fo + fi) จากนั้นความถี่รวมของลำดับที่สูงกว่าที่ใกล้เคียงที่สุดจะเป็น: (fo - fi) และ 3(fo - fi) เมื่อพิจารณาว่าระดับของพวกเขาต่ำ พวกเขาจะไม่นับ ปัญหาใหญ่- สิ่งที่คุณควรใส่ใจคือสัญญาณระดับสูงที่มีความถี่ fo หรือพูดง่ายๆ ก็คือ สัญญาณออสซิลเลเตอร์ในพื้นที่ ซึ่งสูงกว่าส่วนประกอบแบบผสม (fo + fi) 36 dB - สัญญาณ IF ทั้งหมด และ 2fo ที่อยู่ติดกับ ( fo + fi) และมีระดับสูงกว่านั้น 16 dB

ในรูป รูปที่ 5 แสดงว่าจะเกิดอะไรขึ้นถ้าเราเพิ่มระดับสัญญาณ fi ไปที่ระดับ fo ระดับของส่วนประกอบผลรวมและผลต่างจะเพิ่มขึ้น เช่นเดียวกับระดับของผลิตภัณฑ์อื่น ๆ บวก (ขณะนี้มีระดับที่เห็นได้ชัดเจน) ผลรวมและผลต่างของฮาร์โมนิกของความถี่ fi จะปรากฏขึ้น

ข้าว. 5. มิกเซอร์ไดโอดอย่างง่าย
(แรงดันไฟฟ้าของไดโอด: fo = 1 Vrr, fl = 1 Vrr)
แกน Y - 10 dB ต่อการหาร

เนื่องจากความถี่เฉพาะที่ 200 และ 150 kHz ที่เลือกไว้สำหรับ foandfi สัญญาณฮาร์โมนิกและสัญญาณ Raman บางส่วนจะมีความถี่ตรงกัน (การเพิ่มแอมพลิจูดของส่วนประกอบเหล่านี้โดยการซ้อนทับ - UA9LAQ) ดังที่เห็นได้จากรูปที่ 1 5. (ตัวอย่างเช่น 2fo และ (4fi - fo) ตรงกันที่ความถี่ 400 kHz) นี่คือภาพประกอบในรูป ในเวอร์ชัน 6 โดยที่ f1 ถูกเลื่อนลงไปที่ 115 kHz เผยให้เห็นองค์ประกอบอื่นๆ อีกมากมาย รวมถึง (4f1 - fo) ซึ่งตอนนี้อยู่ที่ 260 kHz

ข้าว. 6. มิกเซอร์ไดโอดอย่างง่าย
(แรงดันไฟฟ้าของไดโอด: fo = 1 Vpp, fi = 1 Vpp)
fi เปลี่ยนเป็น 115 kHz
แกน Y – 10 dB ต่อการหาร

หากเราประสบปัญหาการมีอยู่ของสัญญาณ fo ที่เอาต์พุตของมิกเซอร์ที่มีระดับ 35 dB เหนือส่วนประกอบผสมที่ต้องการ เช่น ผลรวม: (fo + fi) จากนั้นเราสามารถใช้มิกเซอร์ที่สมดุลและ ระดับองค์ประกอบอินพุตนี้ เพื่อสาธิตสิ่งนี้ ได้มีการติดตั้งบล็อกของเครื่องผสมแบบ double-balance อุตสาหกรรมประเภท CM1 (รูปที่ 1) ไว้บนแท่นทดสอบ และใช้สัญญาณที่มีความถี่เท่ากันที่ 200 kHz (fo) และ 150 kHz (f1) สเปกตรัมที่ได้จะแสดงในรูป 8. จะเห็นได้ว่าขณะนี้ระดับของทั้งสัญญาณ f1 และ fo ต่ำกว่าระดับขององค์ประกอบรวมรวม (fo + fi) 35 dB เครื่องผสมแบบสมดุลจะกล่าวถึงด้านล่าง

ข้าว. 7. เครื่องผสมแหวนสมดุลคู่ประเภท CM1

ข้าว. 8. สเปกตรัมความถี่ของเครื่องผสมแบบสมดุลคู่

ประเภทของการผสม

มิกเซอร์สามารถจำแนกได้เป็นโหมดการทำงานในโหมดไม่เชิงเส้นต่อเนื่อง (รูปที่ 2) และโหมดหลัก

มิกเซอร์ทั่วไปของประเภทแรกคือวงจรทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามสองเกตที่แสดงในรูปที่ 1 9. PT มีลักษณะเป็นกำลังสองซึ่งสามารถนำไปใช้ผสมได้สำเร็จ เนื่องจากอิมพีแดนซ์อินพุตสูง FET จึงต้องการกำลังอินพุตเพียงเล็กน้อย ประตูที่แยกจากกันทำให้แยกสัญญาณทั้งสองที่ผสมกันได้ดี

ข้าว. 9. มิกเซอร์ที่ใช้ทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามสองเกตพร้อมประตูหุ้มฉนวนในโหมดไม่เชิงเส้นต่อเนื่อง

ก๊อกน้ำส่วนใหญ่ ทรานซิสเตอร์สองขั้วและหลอดไฟทำงานในโหมดไม่เชิงเส้นต่อเนื่อง เมื่อเปรียบเทียบกับกฎกำลังสองของ MosFET ทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์และไดโอดเซมิคอนดักเตอร์จะมีลักษณะเฉพาะแบบเอ็กซ์โพเนนเชียล และหลอดสุญญากาศมีกฎกำลัง 3/2

คุณลักษณะกำลังสองของ PT เป็นที่ยอมรับมากกว่า เนื่องจากการสร้างฮาร์โมนิกตามทฤษฎีนั้น ถูกจำกัดในทางทฤษฎีไว้ที่ลำดับที่สอง สิ่งนี้สามารถกำหนดได้โดยเอกลักษณ์ตรีโกณมิติที่รู้จักกันดี:

cos(2A) = 1- 2sin 2 A และ

บาป 2 A = (1/2) (1 + cos(2A))

ดังนั้น ถ้าเรายกกำลังสององค์ประกอบอินพุต f ซึ่งแสดงเป็น Af.sin(2π.f.t) เราจะได้:

2 = (1/2)กับ 2

เราได้รับความถี่ 2f (ฮาร์มอนิกที่สอง) ไม่มีความถี่อื่น นอกจากนี้ยังหมายความว่าในเครื่องผสมกำลังสองของเรา ผลิตภัณฑ์ลำดับที่สูงกว่าจะถูกจำกัดไว้ที่ลำดับที่สาม: (2fo + fi) และ (2fi + สำหรับ)

เพื่อเปรียบเทียบกับคุณลักษณะเลขชี้กำลังของทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์หรือไดโอด เราสามารถขยายฟังก์ชันเลขชี้กำลังได้โดยใช้อนุกรม Taylor:

อี x = 1 + x + x 2 /2! + x 3/3! +x4/4! ฯลฯ

แทน x = sin (2π.ft) แล้วเราจะได้ผลลัพธ์ดังนี้:

บาป(2π.f.t), บาป 2 (2π.f.t), บาป 3 (2π.f.t), บาป 4 (2π.f.t)และในความเป็นจริงแล้ว พลังทั้งหมดเท่ากับบาป(2π.f.t)

เราได้เห็นแล้วว่าสัญญาณไซน์ซอยด์กำลังสองให้ฮาร์โมนิคตัวที่สอง ตอนนี้เราจะตรวจสอบส่วนประกอบของสัญญาณไซน์ซอยด์ที่ถูกยกให้เป็นลูกบาศก์ (ลักษณะลูกบาศก์มีรูปแบบเอ็กซ์โปเนนเชียล - UA9LAQ) ในการทำเช่นนี้ เราใช้อัตลักษณ์ตรีโกณมิติที่สาม:

บาป(3A) = 3ซินเอ - 4ซิน 2 .3A

การเปลี่ยนรูปแบบจะทำให้:

บาป 3 A = (3/4)sinA - (1/4)บาป(3A)

เมื่อแทน 2π.f.t = A เราจะได้ sin ซึ่งตามมาจากคำจำกัดความของกำลังสามของคลื่นไซน์ของฟังก์ชันเลขชี้กำลัง ซึ่งยืนยันการสร้างฮาร์มอนิกที่สาม

โดยไม่ต้องลงรายละเอียดทางคณิตศาสตร์อื่นๆ เราสามารถคาดการณ์ได้ว่ารูปแบบหนึ่งกำลังเกิดขึ้น โดยแต่ละค่า sin (2π.f.t) ที่บวกเพิ่มเข้าไปจะทำให้เกิดการเพิ่มขึ้นตามลำดับของฮาร์โมนิคที่สอดคล้องกัน เมื่อพิจารณาตามความจริงแล้วเราสามารถสรุปได้ว่าลักษณะเลขชี้กำลังของทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์หรือ ไดโอดเซมิคอนดักเตอร์มีส่วนช่วยในการสร้างฮาร์โมนิคของคำสั่งทั้งหมด เมื่อเปรียบเทียบกับคุณลักษณะกำลังสองของ PT ที่มีเกตที่หุ้มฉนวน ซึ่งมีส่วนทำให้ปรากฏเพียงฮาร์มอนิกที่สองเท่านั้น

เครื่องผสมที่สำคัญ

ประการที่สองในการจำแนกประเภทเราจะพิจารณาเครื่องผสมหลัก มิกเซอร์เหล่านี้ทำงานโดยการสลับสัญญาณอินพุต (f1) จากสถานะหนึ่งไปอีกสถานะหนึ่ง (เปิด-ปิด) ในระหว่างแต่ละครึ่งรอบของสัญญาณควบคุม (fo) ข้าว. รูปที่ 7 แสดงมิกเซอร์สวิตช์สองบาลานซ์ซึ่งมีไดโอดทำหน้าที่เป็นสวิตช์ ไดโอดจะเปิดเป็นคู่ ขึ้นอยู่กับขั้วของแรงดันไฟฟ้าที่ใช้กับความถี่ fo และจะกลับเฟส f1 ในแต่ละครั้ง กระบวนการสลับแสดงไว้ในรูปที่. 10 และ 11: อันแรกแสดงกรณีที่ความถี่ fi สูงกว่า fo ส่วนอันที่สองแสดง fi ต่ำกว่า fo จริงๆ แล้วสัญญาณ fi จะถูกคูณด้วยพัลส์สี่เหลี่ยมด้วยอัตราการเกิดซ้ำ fo ด้วยแอมพลิจูดที่เหมาะสม และให้องค์ประกอบพื้นฐานและฮาร์มอนิกต่อไปนี้:

(4/π)----------------(2)

ซึ่งหมายความว่า fi จะถูกคูณด้วยความถี่พื้นฐาน fo และฮาร์โมนิกคี่ทั้งหมด (โปรดทราบว่าคลื่นสี่เหลี่ยมในอุดมคติไม่มีฮาร์โมนิกแม้แต่น้อย)

สถานการณ์ง่ายขึ้นเนื่องจากพัลส์สี่เหลี่ยมมีเพียงสองสถานะ (ในแอมพลิจูดและในอุดมคติ - UA9LAQ) หนึ่งและลบหนึ่ง (ระดับตรรกะ - UA9LAQ) ดังนั้นในการคูณด้วย fi คุณต้องคูณ fi ด้วยหนึ่งและด้วยลบหนึ่ง ซึ่งหมายถึงการกลับเฟสของ fi โดยแต่ละขั้วของ fo จะเปลี่ยนไป

มิกเซอร์ถูกกำหนดให้เป็น dual-balanced เนื่องจากสัญญาณอินพุตทั้งสองมีความสมดุล (ยกเลิกร่วมกัน - UA9LAQ) เทียบกับเอาต์พุต การปราบปรามระดับอินพุตถูกกล่าวถึงก่อนหน้านี้และแสดงไว้ในรูปที่ 1 8.

ข้าว. 10.
เครื่องผสมแบบสมดุลคู่ การสลับสัญญาณด้วยความถี่ f1 ด้วยสัญญาณที่มีความถี่ fo (fi เหนือ fo)

ข้าว. 11.
มิกเซอร์ไดโอดสมดุลคู่ การสลับสัญญาณที่มีความถี่ fi กับสัญญาณที่มีความถี่ fo (finbelow fo)

เครื่องผสมสวิตช์ไดโอดอีกประเภทหนึ่งคือวงแหวนครึ่งวงสมดุลเดี่ยว ดังแสดงในรูปที่ 1 12. ในวงจรนี้ ไดโอดจะเปิดและปิดระหว่างครึ่งคลื่นตรงข้ามของสัญญาณ (แรงดันไฟฟ้า) พร้อมความถี่ fo ดังแสดงในรูปที่ 1 13. ในกรณีนี้ เราไม่สามารถสรุปได้ว่าสัญญาณที่มีความถี่ fi (และแอมพลิจูด Ai) จะถูกคูณด้วยพัลส์สี่เหลี่ยมที่มีความถี่ซ้ำ fo และแอมพลิจูดเท่ากับ 1 เราจะพูดถึงการเปลี่ยนแปลงที่เกิดขึ้น ดี.ซีด้วยแอมพลิจูดหนึ่ง อย่างไรก็ตาม เมื่อคูณส่วนประกอบอินพุต เราจะได้ผลลัพธ์ดังนี้:

Ai.sin(2π.fi.t).(1 + [ลำดับของพัลส์สี่เหลี่ยม (2)])

ออฟเซ็ต DC จะถูกแทนที่ด้วยหนึ่ง และคูณด้วย Ai.sin (2π.fi.t) โดยแทนที่สัญญาณด้วยความถี่ fi เราจะได้สัญญาณที่มีความถี่เท่ากัน fi ดังนั้น fi จึงไม่สมดุลเมื่อเทียบกับเอาต์พุตของ มิกเซอร์นี้ ในทางตรงกันข้ามสัญญาณสวิตชิ่งที่มีความถี่ fo มีความสมดุลและด้วยเหตุนี้ชื่อของมิกเซอร์ - สมดุลเดี่ยว

ข้าว. 12. เครื่องผสมบาลานซ์เดี่ยว (ครึ่งวงแหวน)

ข้าว. 13. มิกเซอร์ไดโอดสมดุลเดี่ยว
(fi คูณด้วยแรงดันสวิตชิ่ง fo แอมพลิจูดของสัญญาณเท่ากับแอมพลิจูดของแรงดันสวิตชิ่ง)

ออก

ระดับการแยกสัญญาณอินพุตในเครื่องผสมแบบสมดุลนั้นพิจารณาจากการปรับสมดุลของหม้อแปลงอย่างระมัดระวังและการจับคู่ของไดโอด ในช่วงเริ่มต้นของยุคเซมิคอนดักเตอร์ ระบบโทรศัพท์บางระบบใช้ตัวเรียงกระแสคิวปรักซ์ โมดูลผสมแบบบาลานซ์สมัยใหม่ ซึ่งเหมาะสำหรับใช้กับ VHF และไมโครเวฟ ประกอบไปด้วยไดโอดความเร็วสูงซึ่งมีแรงดันไฟฟ้าต่ำพาดผ่านในสถานะนำไฟฟ้า กระแสย้อนกลับต่ำ ความจุในตัวเองต่ำ และความถี่ในการใช้งานสูงสุดที่สูงมาก

ไดโอดทุกประเภทมีลักษณะการเปิดแบบ "โค้งงอ" (ส่วนเริ่มต้น) และอย่างไรก็ตามสามารถควบคุมโดยสัญญาณ fo อย่างเคร่งครัดทำงานในโหมดไม่เชิงเส้นต่อเนื่องบางส่วน ในสเปกตรัมของเครื่องผสมแบบสมดุลที่แสดงในรูปที่ 1 8 ฮาร์โมนิคคู่แสดงให้เห็นอย่างชัดเจนว่าไม่มีการสลับที่เหมาะสมตามกฎคลื่นสี่เหลี่ยม

มิกเซอร์แบบไดโอดบาลานซ์ทำงานได้ดีมาก แต่มีการสูญเสียการแปลงมากกว่าที่ได้รับ พวกเขายังเป็นอุปกรณ์ที่มีความต้านทานต่ำและต้องมีวงจรอิมพีแดนซ์จากแหล่งต่ำเพื่อเชื่อมโยงกับอุปกรณ์เหล่านี้จึงจะใช้งานได้ เนื่องจากคุณลักษณะของไดโอดเหล่านี้ จึงมักใช้เครื่องผสมแบบแอคทีฟแบบไบโพลาร์หรือแบบไบโพลาร์ ทรานซิสเตอร์สนามผล- มิกเซอร์เหล่านี้ได้รับการแปลงและสามารถรองรับวงจร "ท่อ" ที่มีอิมพีแดนซ์สูงกว่าได้

แผนภาพของมิกเซอร์แบบแอคทีฟบาลานซ์ที่สร้างโดยผู้เขียนเพื่อใช้ในตัวรับส่งสัญญาณจะแสดงในรูปที่ 1 14. ในกรณีนี้ สัญญาณ SSB ถูกผสมกับคลื่นพาหะ 21 MHz เพื่อสร้าง IF ที่ 17 MHz (การแปลงขาขึ้น) สเปกตรัมของมิกเซอร์นี้แสดงไว้ในรูปที่ 1 15. มิกเซอร์นี้ทำงานในโหมดไม่เชิงเส้นต่อเนื่อง สัญญาณ fo จะทำให้แรงดันเกตเปลี่ยนแปลงกระแสเดรนเป็นส่วนใหญ่ของกระแสเดรนเทียบกับคุณลักษณะแรงดันเกต ความสมดุลที่แม่นยำของการเพิ่มของทรานซิสเตอร์นั้นทำได้โดยการปรับค่าดิฟเฟอเรนเชียล (การปรับ) ของกระแสเดรนด้วยโพเทนชิออมิเตอร์ที่ควบคุมไบแอสในวงจรแหล่งกำเนิด

ข้าว. 14. มิกเซอร์บาลานซ์บน PT
T1 -10 รอบของสายสามเส้นบนวงแหวน Philips 97120, μ = 2300
T2 - สายสามเส้น 8 รอบบนวงแหวน Philips 97160, μ = 120

ข้าว. 15.
การวิเคราะห์สเปกตรัมมิกเซอร์ที่สมดุลบน PT

มิกเซอร์แบบแอคทีฟบาลานซ์ยังสามารถทำงานในโหมดสวิตชิ่ง ซึ่งสามารถเปลี่ยนได้โดยการเพิ่มระดับสัญญาณ fo จนถึงจุดที่กระแสเอาต์พุตสลับระหว่างสองระดับ: ศูนย์ (ปิด) และกระแสอิ่มตัว (เปิด) ในโหมดใดที่มิกเซอร์ทำงานจะถูกกำหนดโดยระดับแรงดันไฟฟ้าสำหรับและในระดับหนึ่งโดยการตั้งค่าไบแอสอินพุตเริ่มต้น

ผสมผสานเมื่อแปลงขึ้นและลง

คุณอาจถามคำถาม: เครื่องผสมแบบสมดุลมักใช้สัมพันธ์กับเครื่องผสมแบบไม่สมดุลที่ไหน? คำตอบหนึ่งของคำถามอยู่ที่ว่าการลบความถี่อ้างอิงโดยการปรับแต่งหรือการกรองนั้นทำได้ยากเพียงใด ในกรณีที่แสดงในรูปที่. 14 ผู้ให้บริการที่มีความถี่ 21 MHz ตั้งอยู่ค่อนข้างใกล้กับส่วนประกอบที่เลือก - ความถี่ IF ที่ 17 MHz และเลือกวงจรที่สมดุลเนื่องจากมิฉะนั้นจะมีอันตรายจากระดับตกค้าง (อันตราย) ของ สัญญาณความถี่อ้างอิง (ความถี่ LO) ที่ปรากฏในสัญญาณเอาท์พุต ( IF)

ในทางตรงกันข้าม จำเป็นต้องมีการแปลงความถี่เดียวกันเมื่อแปลง 17 MHz เป็น 4 MHz IF โดยใช้แรงดันไฟฟ้า LO ความถี่เดียวกันที่ 21 MHz อย่างไรก็ตามในกรณีนี้ ความถี่ 21 MHz อยู่ไกลจาก 4 MHz IF และสามารถกรองได้ง่าย และวงจรตัวผสม FET แบบสองประตูแบบเดิมที่แสดงในรูปที่ 1 สามารถใช้เป็นเครื่องผสมได้ 9.

ควรให้ความสำคัญเป็นพิเศษกับข้อเท็จจริงที่ว่าเครื่องผสมแบบสมดุลเป็นที่ต้องการในทุกกรณีที่มีการแปลงเพิ่มขึ้น ดังเช่นที่ทำในเครื่องส่ง SSB การแปลงลงซึ่งส่วนใหญ่พบในเครื่องรับ มีความสำคัญน้อยกว่าต่อข้อกำหนดนี้ อีกตัวอย่างหนึ่งของการใช้มิกเซอร์ที่สมดุลคือโมดูเลเตอร์แอมพลิจูดซึ่งสร้างสัญญาณสองทางโดยมีพาหะที่ถูกระงับที่เอาต์พุต สัญญาณ f1 ในที่นี้คือสัญญาณเสียง (จากเครื่องขยายเสียงไมโครโฟน) และสัญญาณพาหะ (ความถี่อ้างอิง) สำหรับจะมีความสมดุล (ถูกระงับ) ในกรณีนี้ มิกเซอร์มักเรียกว่าโมดูเลเตอร์แบบสมดุล โปรดจำไว้ว่าเราได้กล่าวไว้ก่อนหน้านี้ว่าการผสมและการมอดูเลตแอมพลิจูดเป็นกระบวนการเดียวกัน โมดูเลเตอร์แบบสมดุลเป็นขั้นตอนแรกในเครื่องส่งสัญญาณ SSB โดยจะได้รับแถบด้านข้างสองแถบของสัญญาณ ซึ่งแถบหนึ่งจะถูกลบออกในภายหลังโดยตัวกรองแบบเลือกสรร

ผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชั่น

เนื่องจากอุปกรณ์ผสมของเราทำงานในโหมดไม่เชิงเส้นเพื่อทำหน้าที่มิกเซอร์ จึงสร้างผลิตภัณฑ์แบบอินเทอร์โมดูเลชั่นจากสัญญาณที่ไม่พึงประสงค์ที่เข้าสู่อินพุต ผลิตภัณฑ์อาจเกิดขึ้นจากการผสมสัญญาณ fi ของเรา (ซึ่งตอนนี้เราจะเรียกว่า f1) กับสัญญาณอื่น f2 หรือเป็นผลมาจากการผสมสัญญาณ f2 และ f3 ที่แตกต่างกันโดยสิ้นเชิง สิ่งที่ “น่าเป็นห่วง” ที่สุดสำหรับเราคือสิ่งที่เรียกว่าผลิตภัณฑ์ลำดับที่สาม (2f1-f2) หรือ (2f2 - f1) พวกมันอันตรายที่สุดเพราะเป็นผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชั่นที่มีความถี่ใกล้เคียงกับ f1 มากที่สุด

ขอให้เราใช้ความถี่ของสัญญาณที่ต้องการ f1 เป็น 14.200 MHz และสัญญาณอื่น f2 เป็น 14.300 MHz ในกรณีนี้ผลิตภัณฑ์ลำดับที่สามจะมีความถี่ 14,100 และ 14,400 MHz ให้เราสมมติด้วยว่ามีสัญญาณ C ตัวที่สามที่ความถี่ 14.400 MHz และคำนวณผลคูณระหว่างมอดูเลชั่นอันดับสามของ f2 และ f3 เช่น (2f2 - f3) และ (2f3 - f2) จากนี้เราได้รับ 14.200 และ 14.500 MHz ค่าแรกจะเหมือนกับความถี่ของสัญญาณที่ได้รับที่ต้องการ f1 ซึ่งจะทำให้เกิดการรบกวน

การรบกวนอาจเป็นปัญหาร้ายแรง ดังนั้นหนึ่งในพารามิเตอร์ของมิกเซอร์คือระดับของผลิตภัณฑ์ลำดับที่สามที่เอาต์พุตที่สัมพันธ์กับระดับของผลรวมหรือส่วนประกอบส่วนต่างที่ต้องการ

จุดตัดกันสำหรับผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชันลำดับที่สาม

ตามที่กล่าวไว้ข้างต้นว่าเพื่อลดระดับของผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชัน จำเป็นต้องมีสัญญาณอินพุต fi ในระดับต่ำ ลองตรวจสอบข้อความนี้:

สมมติว่าเรานำสัญญาณไซน์ซอยด์สองตัวที่มีแอมพลิจูดเท่ากันมาสู่อินพุตของอุปกรณ์ที่ไม่เชิงเส้น ลองสังเกตระดับต่างๆ แล้วเพิ่มขึ้น 3.16 เท่า (หรือ 10 เดซิเบล) เนื่องจากความไม่เชิงเส้น การขยายเอาต์พุตจะไม่เหมือนกับอินพุต อย่างไรก็ตาม สเปกตรัมเอาต์พุตสามารถแปลงเป็นส่วนประกอบที่ประกอบด้วยความถี่พื้นฐานสองความถี่ f1 และ f2 และส่วนประกอบอื่นๆ ที่สามารถวิเคราะห์แยกกันได้ สัญญาณความถี่พื้นฐานจะต้องเพิ่มขึ้นเป็นเส้นตรง มิฉะนั้นจะไม่ใช่สัญญาณพื้นฐาน ดังนั้นแรงดันเอาต์พุตจึงต้องเพิ่มขึ้นตามค่าที่แนะนำอย่างเคร่งครัดโดยสัมพันธ์กับอินพุท (เช่น 3.16) ส่วนประกอบอื่นๆ จะถูกอธิบายด้วยสมการที่ต่างกัน

ก่อนหน้านี้ เราดูเอกลักษณ์ตรีโกณมิติ: cos(2A) - 1/2(sin**2A) และแสดงให้เห็นว่าส่วนประกอบฮาร์มอนิกที่สองสัมพันธ์กับฟังก์ชันกำลังสองของคลื่นไซน์ ซึ่งเราสามารถสรุปได้ว่าส่วนประกอบฮาร์มอนิกที่สอง 2f1 และ 2f2 เป็นไปตามระดับอินพุตของฟังก์ชันกำลังสอง แน่นอน ในกรณีของเรา เราสนใจระดับของผลิตภัณฑ์อันดับสามมากกว่า ซึ่งก็คือผลลัพธ์ของการคูณ 2f2 ด้วย f1 และ 2f1 ด้วย f2 เมื่อ fi และ f2 มีแอมพลิจูดเท่ากัน ผลลัพธ์ก็คือผลิตภัณฑ์อันดับสาม (2f2 - f1) และ (2f1 - f2) จะเป็นไปตามความสัมพันธ์แบบลูกบาศก์เทียบกับระดับอินพุต หากเราจัดตารางการเปลี่ยนแปลง 3.16 เท่าในรูปแบบเดซิเบล เราจะได้ดังต่อไปนี้:

การเปลี่ยนแปลงระดับอินพุต - 20 LOG 3.16 - 10 dB

การเปลี่ยนแปลงระดับเอาต์พุตของความถี่พื้นฐาน - 20 บันทึก 3.16 = 10 dB

การเปลี่ยนแปลงระดับเอาต์พุตของผลิตภัณฑ์ลำดับที่สาม = 20 log 3.16**3 = 30 dB

(ฉันอ้างอิงป้ายเหมือนในต้นฉบับ - UA9LAQ)

เนื่องจากผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชั่นเพิ่มขึ้นตามกฎลูกบาศก์ของการเปลี่ยนแปลงในระดับอินพุต ตรงข้ามกับเชิงเส้นสำหรับสัญญาณหลัก ยิ่งระดับของสัญญาณอินพุตสูงเท่าไร อัตราส่วนระหว่างระดับของผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชั่นและสัญญาณหลักก็จะยิ่งมากขึ้นเท่านั้น . ตามทฤษฎี มีจุดที่ระดับของผลิตภัณฑ์ระหว่างการปรับเท่ากับระดับเอาต์พุตของสัญญาณหลัก จุดนี้เรียกว่าจุดตัดผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชันลำดับที่สาม และมักระบุไว้ในข้อกำหนดเฉพาะของมิกเซอร์

ในการวัดจุดนี้ เราจะประกอบขาตั้งตามที่แสดงในรูปที่ 1 16. เครื่องกำเนิดสัญญาณที่ปรับเทียบแล้วสองตัวที่มีระดับสัญญาณเดียวกันเชื่อมต่อกับอินพุตตัวผสม และเครื่องวิเคราะห์สเปกตรัมที่ปรับเทียบแล้วเชื่อมต่อกับอินพุตตัวผสม เนื่องจากอุปกรณ์เป็นมิกเซอร์ ทั้งผลิตภัณฑ์หลักและผลิตภัณฑ์อันดับสามจึงถูกเลื่อนความถี่ตามค่า (ความถี่ออสซิลเลเตอร์ท้องถิ่น) ในกรณีในรูป. 16 ส่วนประกอบเอาต์พุตที่มีประสิทธิภาพ: จำเป็นต้องใช้สัญญาณ IF (fo - f1) และส่วนประกอบลำดับที่สามและ

ข้าว. 16.
ม้านั่งทดสอบสำหรับการศึกษาเครื่องผสม

ข้าว. 17. ลักษณะการทำงานของมิกเซอร์บน 3N140 จุดตัดกันสำหรับผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชันลำดับที่สามจะแสดงขึ้น
DR = ช่วงไดนามิกขึ้นอยู่กับระดับของผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชันที่แยกไม่ออก

ในรูป รูปที่ 17 แสดงเส้นโค้งของตัวผสมบน 3N140 ซึ่งเป็นผลจากการศึกษาในรูปที่ 16. เพื่อให้บรรลุเป้าหมายนี้ เราต้องตั้งค่าระดับอินพุตเพื่อให้ผลิตภัณฑ์อินเทอร์มอดูเลชันลำดับที่สามเท่ากับระดับเสียง เครื่องวิเคราะห์สเปกตรัมใช้เพื่อแยกส่วนประกอบต่างๆ ออกจากกันด้วยการมองเห็นและวัดระดับของส่วนประกอบเหล่านั้น สิ่งที่ต้องพิจารณาคือระดับของสัญญาณอินพุตและเอาต์พุตที่จำเป็น และระดับของผลิตภัณฑ์แบบอินเทอร์โมดูเลชัน มันค่อนข้างง่ายที่จะขยายเส้นโค้งตามความสัมพันธ์เชิงเส้นและลูกบาศก์ (จนถึงจุดตัด) ในรูปแบบเดซิเบล จะมีการสร้างเส้นสองเส้นที่มีความชันต่างกัน สัญญาณที่ต้องการจะเพิ่มขึ้นที่เอาต์พุต 10 dB โดยอินพุตจะเพิ่มขึ้น 10 dB ผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชันลำดับที่สาม (IMD) เพิ่มขึ้น 30 dB สำหรับอินพุตที่เพิ่มขึ้นทุกๆ 10 dB เพื่อยืนยันผลการศึกษา คุณสามารถทำการทดสอบซ้ำหลายครั้งโดยใช้ระดับสัญญาณที่แตกต่างกัน

เมื่อถึงจุดหนึ่ง เส้นต่างๆ จะมาบรรจบกัน เพื่อระบุจุดตัดสำหรับอินเตอร์โมดูเลชันลำดับที่สาม ควรสังเกตเป็นพิเศษว่าประเด็นนี้เป็นทฤษฎีและไม่สามารถทำได้ในทางปฏิบัติ เนื่องจากมิกเซอร์จะเข้าสู่โหมดการบีบอัดสัญญาณก่อนที่จะถึงจุดนี้ การกำหนดจุดนี้มีประโยชน์ เนื่องจากสามารถคืนค่าทั้งคุณลักษณะเชิงเส้นและลูกบาศก์ได้โดยใช้กฎที่เกี่ยวข้อง: การพึ่งพาเชิงเส้นและลูกบาศก์

ระดับเสียงรบกวนและช่วงไดนามิก

การใช้อุปกรณ์ตามรูป ในรูปที่ 16 คุณสามารถตั้งค่าพารามิเตอร์ที่สำคัญอีกตัวของมิกเซอร์ได้ - ระดับของเกณฑ์เสียงรบกวนที่เอาต์พุต ตามที่กล่าวไว้ข้างต้น ยิ่งระดับสัญญาณอินพุตต่ำ ระดับของผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชั่นก็จะยิ่งต่ำลง อย่างไรก็ตาม ยิ่งระดับสัญญาณอินพุตต่ำลง อัตราส่วนสัญญาณต่อเสียงรบกวนก็จะยิ่งต่ำลง (นี่คือ "กรรไกร" ที่จำกัดช่วงไดนามิกของมิกเซอร์: ด้านล่าง - สัญญาณรบกวน, ด้านบน - อินเตอร์โมดูเลชั่น - UA9LAQ)

ในรูป ในรูปที่ 17 ระดับเสียงจะแสดงเป็น 0 dB ที่เอาท์พุต และข้อมูลนี้พร้อมกับระดับของสัญญาณและผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชั่น จะถูกแปลเป็นรูปแบบอื่น ดังแสดงในรูปที่ 17 18. ในที่นี้ เราจะแสดงอัตราส่วนสัญญาณต่อเสียงรบกวนเป็นฟังก์ชันของระดับสัญญาณอินพุตบนเส้นโค้งหนึ่ง และอัตราส่วนระดับผลิตภัณฑ์ระหว่างสัญญาณต่อการปรับสัญญาณเป็นฟังก์ชันของสัญญาณอินพุตบนกราฟอีกเส้นหนึ่ง โปรดทราบว่ามีระดับที่เหมาะสมที่สุดที่เส้นโค้งตัดกันและระดับเอาต์พุตอยู่ที่ 50 dB เหนือทั้งผลิตภัณฑ์ด้านเสียงรบกวนและอินเตอร์โมดูเลชัน

ข้าว. 18. มิกเซอร์สำหรับ 3N140.
การเปรียบเทียบผลิตภัณฑ์สัญญาณ/เสียงรบกวน และสัญญาณ/อินเตอร์โมดูเลชั่น

สำหรับระดับสัญญาณที่ต่ำกว่าจุดครอสโอเวอร์ IMD ผลิตภัณฑ์จะต่ำกว่าเกณฑ์เสียงรบกวน ซึ่งแสดงด้วยเส้นประในรูป 17.ความยาวของเส้นนี้คือช่วงไดนามิก (DR) ของมิกเซอร์ซึ่งเราไม่สามารถตรวจพบผลิตภัณฑ์แบบอินเทอร์มอดูเลชันได้ โปรดทราบว่าตัวเลขนี้คือ 50 dB และสองในสามของความแตกต่างระหว่างการสกัดกั้นผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชันลำดับที่สามและพื้นเสียงรบกวน (75 dB) ตามกฎเชิงเส้นและลูกบาศก์ของเส้นโค้งทั้งสอง ตามลำดับ ช่วงไดนามิก (ในหน่วย dB) สามารถกำหนดเป็น 2/3 เสมอระหว่างจุดตัดกับพื้นเสียงรบกวน

ช่วงไดนามิกสูงมีความสำคัญอย่างปฏิเสธไม่ได้เมื่อใช้มิกเซอร์ในเครื่องรับซูเปอร์เฮเทอโรไดน์ที่เกี่ยวข้องกับระดับสัญญาณอินพุตที่หลากหลาย เพื่อการทำงานที่น่าพอใจ เครื่องขยายสัญญาณ RF จะต้องขยายสัญญาณที่เล็กที่สุดให้อยู่ในระดับที่สูงกว่าระดับเสียงรบกวนของมิกเซอร์ แต่ไม่มากจนเกินไปเพื่อหลีกเลี่ยงผลิตภัณฑ์แบบอินเทอร์โมดูเลชันจากสัญญาณขนาดใหญ่ ในเวลาเดียวกัน ระดับสูงสุดของสัญญาณที่ไม่ต้องการจะต้องอยู่ภายในช่วงไดนามิกของเครื่องรับด้วย หากไม่เป็นเช่นนั้น ให้รอจนกว่าผลิตภัณฑ์แบบอินเตอร์โมดูเลชันจะปรากฏขึ้น สำหรับระดับสัญญาณที่สูง จำเป็นต้องจัดให้มีการขยายสัญญาณที่ต่ำกว่าในชุดควบคุมความถี่ RF ใช้การควบคุมเกน RF (หรือ/และ) จัดเตรียมตัวลดทอนสัญญาณให้กับตัวรับสัญญาณที่อินพุต - UA9LAQ)

อีกปัจจัยที่ควรกล่าวถึงคือระดับเสียงขึ้นอยู่กับแบนด์วิธ ซึ่งเป็นสัดส่วนกับมัน ดังนั้น ระดับเสียงรบกวนและช่วงไดนามิกก็เป็นหน้าที่ของแบนด์วิธของระบบเช่นกัน เกี่ยวกับรูป ตามค่า 17 และ 18 การวัดถูกดำเนินการโดยใช้แบนด์วิธ FM ที่ 15 kHz หากแบนด์วิดท์เป็น 3 kHz - SSB พื้นเสียงรบกวนจะลดลง 7 dB และช่วงไดนามิกจะเพิ่มขึ้นตามจำนวนที่เท่ากัน

ผลลัพธ์

เครื่องผสมสามารถจำแนกได้ดังนี้:

1. ทำงานในโหมดไม่เชิงเส้นต่อเนื่องหรือทำงานในโหมดสวิตชิ่ง

2. ไม่สมดุลหรือสมดุล ซึ่งสัญญาณอินพุตหนึ่งหรือทั้งสองสัญญาณมีความสมดุลโดยสัมพันธ์กับเอาต์พุต (ถูกระงับและไม่มีอยู่ที่เอาต์พุตมิกเซอร์ - UA9LAQ)

3. มิกเซอร์ที่ได้รับระหว่างการแปลงและมิกเซอร์ที่สูญเสียระหว่างการแปลง

โดยปกติเครื่องผสมอาหารจะทำงานเมื่อจุดการทำงานถูกเลื่อนโดยสัญญาณอ้างอิงสำหรับตลอดทั้งส่วนที่ไม่เชิงเส้นทั้งหมดของคุณลักษณะเครื่องผสม ที่ระดับต่ำของสัญญาณด้านเข้า f1 ซึ่งเพียงพอที่จะทำให้แน่ใจในด้านหนึ่ง ระดับต่ำในทางกลับกัน เพื่อลดเสียงรบกวนให้เหลือน้อยที่สุด

ระดับของผลิตภัณฑ์ผสมลำดับที่สามจะเพิ่มขึ้นตามสัดส่วนลูกบาศก์ของระดับสัญญาณอินพุต (และเอาต์พุต) การทำงานของมิกเซอร์ในฐานะฟังก์ชันของระดับสัญญาณอินพุตสามารถกำหนดได้จากจุดตัดของผลิตภัณฑ์อินเตอร์โมดูเลชั่นลำดับที่สามและระดับพื้นเสียงรบกวน

สิ่งที่นำเสนอในบทความนี้คือการตรวจสอบการทำงานของ faucets และการนำเสนอแนวคิดบางประการเกี่ยวกับวิธีการใช้งาน ข้อมูลเพิ่มเติมเกี่ยวกับ การประยุกต์ใช้จริงอุปกรณ์เหล่านี้สามารถพบได้ในหนังสืออ้างอิง เช่น อุปกรณ์ที่จัดพิมพ์โดย ARRL (AmericanRadioRelayLeague)

แปลฟรีจากภาษาอังกฤษโดยได้รับอนุญาตจากผู้แต่ง: Victor Besedin (UA9LAQ) [ป้องกันอีเมล]ตูย์เมน มีนาคม 2548

รูปที่ 17.7 แสดงบางส่วน แผนการมาตรฐาน NBS ที่มีหม้อแปลงจับคู่แบบสองวงและตัวกรองความถี่ต่ำผ่านที่เอาต์พุต IF (ข้อต่อกำหนดทิศทางจะไม่แสดงในรูป) ในรูปที่ 17.7, a, b การจับคู่จะดำเนินการโดยใช้ลูปขนานแบบเปิดและลัดวงจรที่มีความยาว l w ในรูปที่ 17.7, c - โดยใช้หม้อแปลงหนึ่งในสี่คลื่นและลูปอนุกรมที่เชื่อมต่อหลังไดโอด

เมื่อเลือกวงจรที่ตรงกันจำเป็นต้องคำนึงว่าวงเปิดจะดีกว่าวงจรลัดวงจรเพราะประการแรกการออกแบบง่ายกว่าและประการที่สองสะดวกกว่าที่จะใช้เป็นองค์ประกอบการปรับแต่ง ปรับการจับคู่ให้เหมาะสมในกรณีที่มีการเบี่ยงเบนในพารามิเตอร์ไดโอด

เมื่อพัฒนาอุปกรณ์ไมโครอิเล็กทรอนิกส์ ปัญหาของการใช้พื้นที่ทำงานอย่างเหมาะสมและการวางองค์ประกอบเส้นทางไมโครเวฟบนพื้นผิว GIS มีความสำคัญ ตัวอย่างของแผนภาพทอพอโลยีของ NBS พร้อมการใช้พื้นผิวอย่างประหยัดแสดงในรูปที่ 17.7, b .

ลักษณะของมิกเซอร์ได้รับการปรับปรุงอย่างเห็นได้ชัดโดยการระงับสัญญาณช่องสัญญาณมิเรอร์ สัญญาณดังกล่าวได้แก่ สัญญาณภายนอกที่มีความถี่

ข้อเสียเปรียบหลักของ NBS คือการถ่ายโอนสัญญาณรบกวนแอมพลิจูดของออสซิลเลเตอร์ในพื้นที่ไปยังสัญญาณความถี่กลาง สิ่งนี้นำไปสู่การเพิ่มขึ้นอย่างมีนัยสำคัญของ ksh โดยเฉพาะอย่างยิ่งที่ค่า IF ต่ำ หรือในส่วนความถี่สูงของช่วงไมโครเวฟ เมื่อสัญญาณรบกวนออสซิลเลเตอร์เฉพาะเพิ่มขึ้นอย่างมีนัยสำคัญ ด้วยเหตุนี้ ค่าเสียงรบกวนใน NBS จึงสามารถถึง ksh ~ 10–15 dB แค่นี้ยังไม่พอ

เครื่องผสมแบบสมดุล (BS) ไม่มีค่าสถิติ

เครื่องผสมที่สมดุล แผนภาพไฟฟ้าซึ่งแสดงในรูปที่ 17.8 a มีไดโอดสองตัวเชื่อมต่อกันในลักษณะที่กระแส i 1 และ i 2 ไหลในขดลวดปฐมภูมิของหม้อแปลงเอาท์พุต WT 2 ในทิศทางตรงกันข้าม ในกรณีนี้ ส่วนประกอบในเฟสของฟลักซ์แม่เหล็กจะอยู่ด้วยกัน

มะเดื่อ 17.8. วงจรสมดุลของเครื่องผสมแบบสมดุล: – ด้วยการจ่ายไฟในเฟส

แรงดันออสซิลเลเตอร์ท้องถิ่น b - พร้อมแหล่งจ่ายแรงดันไฟฟ้าออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ของแอนติเฟส

พวกมันได้รับการชดเชยโดยตรงและแอนติเฟสจะถูกรวมเข้าด้วยกัน แรงดันออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่จ่ายให้กับไดโอดในเฟส และแรงดันสัญญาณจ่ายในแอนติเฟส กระแสของการแกว่ง IF ที่ถูกแปลงในไดโอดทั้งสองเป็นแบบแอนติเฟสเช่นกัน ฟลักซ์แม่เหล็กที่ถูกกระตุ้นจะถูกรวมเข้าด้วยกันและทำให้เกิดแรงดันไฟฟ้า IF ในขดลวดทุติยภูมิของหม้อแปลง WT 2 BS ทำให้สามารถลดกำลังออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่รั่วไหลเข้าสู่เสาอากาศรับสัญญาณได้ ซึ่งเป็นสิ่งสำคัญในการตอบสนองข้อกำหนดความเข้ากันได้ทางแม่เหล็กไฟฟ้า

วงจร BS ที่พิจารณา (รูปที่ 17.8, a) ไม่ได้ใช้จริงในช่วงไมโครเวฟเนื่องจากความซับซ้อนของการใช้หม้อแปลงเอาต์พุตแบบสมมาตร วงจรทั่วไป (รูปที่ 17.8,b) ซึ่งแรงดันออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่จ่ายให้กับไดโอดในแอนติเฟส และแรงดันสัญญาณอยู่ในเฟส อย่างไรก็ตาม เนื่องจากไดโอดเชื่อมต่อถึงกัน ความสัมพันธ์ของเฟสและคุณสมบัติเดียวกันจึงยังคงอยู่ในวงจรนี้เหมือนในกรณีก่อนหน้า

ωจี

มะเดื่อ 17.9. เครื่องผสมแบบสมดุล Waveguide: a - บนสะพานสล็อต b – บนสะพาน T

หนึ่งในองค์ประกอบหลักของไมโครเวฟ BS คือการเชื่อมต่อแบบไฮบริด (สะพานไมโครเวฟ) ซึ่งช่วยให้มั่นใจได้ถึงการแบ่งกำลังไฟฟ้าเข้าที่สม่ำเสมอ

ของสัญญาณและออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ระหว่างไดโอดที่มีความสัมพันธ์เฟสที่กำหนด และยังให้การแยกสูงสุดระหว่างสัญญาณและอินพุตออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ รูปที่ 17.9a แสดงการออกแบบที่เรียบง่ายและวงจรสมมูลของ BS บนสะพานท่อนำคลื่นสล็อต (WB) ประกอบด้วยสองส่วนการผสมที่มีไดโอด VD 1 และ VD 2 ซึ่งการแกว่งของสัญญาณ RS และออสซิลเลเตอร์ท้องถิ่น RG จะถูกส่งผ่านบริดจ์สล็อต หากเฟสเริ่มต้นของการแกว่งเหล่านี้ที่อินพุตของ ShchM เท่ากับศูนย์ดังนั้นเนื่องจากคุณสมบัติการสร้างพื้นที่สี่เหลี่ยมจัตุรัสของ ShchM แรงดันไฟฟ้าจะถูกส่งไปยังไดโอด VD 1

คุณ 1C = U C cos(ω C t ) і u 1Г = U Г cos(ω Г t − π 2) ,

และถึงไดโอด VD 2 –

คุณ 2С = U С cos(ω С t − π 2) і u 2Г = U Г cos(ω Г t) .

ไดโอดเชื่อมต่อกันในทิศทางตรงกันข้าม ดังนั้นกระแสต่าง і IF ไหลผ่านโหลด R 0 ด้วยความถี่ ω IF = ω C − ω G . เมื่อดำเนินการแล้ว

nii เงื่อนไขของความสมมาตรของวงจร i IF = 2I IF sin(ω С − ω Г)t นั่นคือกระแสของสัญญาณที่มีประโยชน์จะถูกรวมไว้ในโหลดในเฟส

สัญญาณรบกวนออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่มีอยู่ในย่านความถี่ของสัญญาณ ωС และช่องสัญญาณมิเรอร์ ωЗК มีรูปแบบ

คุณ = U w cos[(ω C −ω IF ) t −ϕ w ] і u wG = U w cos[(ω Г −ω IF ) t +ϕ w ]

การรับสัญญาณรบกวนออสซิลเลเตอร์ในพื้นที่ในย่านสัญญาณจะสร้างกระแสสัญญาณรบกวน

ฉัน shS = ฉัน 1sh − ฉัน 2sh = ฉัน shS อย่างไรก็ตาม เหมาะสำหรับความถี่สูงสุด 3...4 MHz เท่านั้น ที่ความถี่สูงกว่า (สูงกว่า 7 MHz) การปรับดังกล่าวอาจนำไปสู่การเปลี่ยนแปลงที่สำคัญในความถี่ออสซิลเลเตอร์ท้องถิ่น

ในรูป รูปที่ 5 แสดงไดอะแกรมของออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่มีโหนดบัฟเฟอร์ ซึ่งมีการแนะนำวงจรควบคุมแรงดันไฟฟ้าเอาท์พุต เมื่อทำซ้ำควรคำนึงว่าผู้ติดตามตัวส่งสัญญาณไม่ได้ให้แรงดันไฟฟ้าเพิ่มขึ้นดังนั้นแรงดันไฟฟ้าความถี่สูงบนคอยล์คัปปลิ้งจะต้องสูงเป็นสองเท่า เกินกว่าที่จำเป็นสำหรับการทำงานปกติของเครื่องผสม

ในการฝึกปฏิบัติวิทยุสมัครเล่น ไดโอดบาลานซ์มิกเซอร์ถูกนำมาใช้กันอย่างแพร่หลาย ข้อได้เปรียบหลักคือความเรียบง่ายของการออกแบบและการกำหนดค่า ขาดการสลับความถี่สูงเมื่อเปลี่ยนจากการรับสัญญาณเป็นการส่งสัญญาณ มิกเซอร์ที่สมดุลซึ่งใช้ทรานซิสเตอร์แบบสนามแม่เหล็กและแบบไบโพลาร์นั้นมีการใช้งานน้อยกว่ามาก

ในเครื่องผสมไดโอดแบบสมดุลแบบธรรมดา แรงดันไฟฟ้าออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่และผลพลอยได้จากการแปลงเอาต์พุตบางส่วนสามารถถูกระงับได้ 35 dB หรือมากกว่า แต่ผลลัพธ์ดังกล่าวทำได้ในทิศทางเดียวเท่านั้น: ในทิศทางที่เครื่องผสมมีความสมดุล ในการออกแบบดั้งเดิมของตัวรับส่งสัญญาณ มิกเซอร์จะสมดุลกับเพาเวอร์แอมป์เท่านั้น หากใช้มิกเซอร์แบบ double balance เสียงจะลดลง ความไวจะเพิ่มขึ้น และภูมิคุ้มกันทางเสียงจะดีขึ้น

มิกเซอร์แบบบาลานซ์คู่จะถูกบาลานซ์ทั้งสองอินพุต (เอาต์พุต) พวกเขาไม่เพียงแต่ระงับการสั่นของออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่เท่านั้น แต่ยังรวมถึงสัญญาณที่แปลงแล้ว เหลือเพียงผลิตภัณฑ์จากการผสมเท่านั้น และด้วยเหตุนี้จึงรับประกันความบริสุทธิ์ของสเปกตรัม การใช้มิกเซอร์ดังกล่าวทำให้สามารถลดข้อกำหนดสำหรับตัวกรองการทำความสะอาดที่รวมอยู่ในเอาต์พุตของมิกเซอร์และยังสามารถละทิ้งมันไปพร้อมกันโดยเชื่อมต่อเอาต์พุตของมิกเซอร์เข้ากับแอมพลิฟายเออร์ IF โดยตรงที่เอาต์พุตที่ควรมีตัวเลือกหลัก ตัวกรอง (เช่น EMF หรือ ตัวกรองควอทซ์- ในระหว่างการรับสัญญาณสามารถจ่ายระดับสัญญาณที่สูงขึ้นอย่างมีนัยสำคัญให้กับมิกเซอร์คู่ได้เนื่องจากจะทำให้การตรวจจับสัญญาณหรือการรบกวนโดยตรงลดลงอย่างมากเช่น การตรวจจับจะไม่เกิดขึ้นหากไม่มีการสั่นของออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ ดังเช่นที่เกิดขึ้นในเครื่องตรวจจับแอมพลิจูดทั่วไป

ส่วนใหญ่ในการออกแบบวิทยุสมัครเล่นจะใช้มิกเซอร์แบบสมดุลสองเท่าซึ่งไดอะแกรมแสดงในรูปที่ 1 6. เรียกอีกอย่างว่ารูปวงแหวนเนื่องจากไดโอดในนั้นเชื่อมต่อกับวงแหวน

เมื่อทำงานในช่วงความถี่ต่ำ ตามกฎแล้วจะเปิดหม้อแปลงความถี่สูง แหวนเฟอร์ไรต์ขนาดมาตรฐาน K7x4x2 ค่าการซึมผ่านของแม่เหล็ก 600...1000 โดยมีลวด PELSHO 0.2 จำนวน 3 เส้น ตีเกลียวเข้าด้วยกัน (เกลียว 3-4 เส้นต่อความยาว 1 ซม.) ทำประมาณ 25 รอบ (จนกว่าวงแหวนจะเต็ม) เมื่อติดตั้งหม้อแปลงไฟฟ้า ขดลวดจะแบ่งตามรูป. 6 และ 7

มีสองตัวเลือกหลักสำหรับการรวมมิกเซอร์แบบสมดุลคู่เข้ากับตัวรับส่งสัญญาณ ในตอนแรก สัญญาณจะผ่านไปทั้งในระหว่างการรับและส่งสัญญาณในทิศทางเดียวจากอินพุตไปยังเอาต์พุตของมิกเซอร์ ตัวอย่างเช่นทำในเครื่องรับส่งสัญญาณ Radio-76 และ Radio-76M2 ที่รู้จักกันดี การทดลองจำนวนมากที่จัดทำโดยผู้เขียนได้เปิดเผยว่าด้วยแรงดันไฟฟ้าเฮเทอโรไดน์น้อยกว่าแรงดันไฟฟ้าที่เหมาะสมที่สุด ความไวในโหมดรับจะลดลงอย่างมาก และด้วยแรงดันไฟฟ้าที่สูงขึ้น การปราบปรามพาหะในโหมดส่งสัญญาณจะลดลงอย่างมีนัยสำคัญ (ความไวก็ลดลงเช่นกัน แต่สิ่งนี้ หูจะสังเกตเห็นได้น้อยกว่ากรณีก่อนหน้า) การพึ่งพาเชิงคุณภาพของพารามิเตอร์หลักของตัวรับส่งสัญญาณกับระดับแรงดันไฟฟ้าของออสซิลเลเตอร์ท้องถิ่นที่จ่ายให้กับมิกเซอร์จะแสดงในรูปที่ 1 8 (เส้นโค้ง 1 - ความไวระหว่างการรับสัญญาณ, กำหนดโดยหู, 2 - ความไว, วัดโดยเครื่องมือ, 3 - การปราบปรามพาหะระหว่างการส่ง)

ในตัวเลือกที่สอง สัญญาณในโหมดรับจะถูกป้อนไปยังอินพุตของมิกเซอร์แบบบาลานซ์ และเมื่อส่งสัญญาณ สัญญาณจะถูกป้อนไปยังเอาต์พุต ด้วยการเชื่อมต่อนี้จะใช้หลักการย้อนกลับของมิกเซอร์ นี่คือวิธีที่เส้นทาง RF ของตัวรับส่งสัญญาณอธิบายไว้ใน การตั้งค่ามิกเซอร์ในกรณีนี้ยังขึ้นอยู่กับการตั้งค่าแรงดันไฟฟ้าเฮเทอโรไดน์ที่เหมาะสมที่สุดและปรับสมดุลอย่างระมัดระวัง ควรสังเกตเป็นพิเศษว่าการดำเนินการตั้งค่าไม่ได้ขึ้นอยู่กับหลักการสร้างเส้นทาง RF ของเครื่องรับส่งสัญญาณ

ก่อนอื่นคุณต้องตั้งค่ามิกเซอร์ก่อน แถบเลื่อนตัวต้านทานแบบปรับสมดุลในตัวจะถูกตั้งค่าไว้ที่ตำแหน่งตรงกลางก่อน จากนั้น เชื่อมต่อ GSS เข้ากับช่องเสียบเสาอากาศของเครื่องรับส่งสัญญาณ และค่อยๆ เพิ่มแรงดันไฟฟ้าเฮเทอโรไดน์ที่มิกเซอร์ สัญญาณจาก GSS จะถูกส่งไปที่ระดับที่เกินความไวของเส้นทางการรับหลายเท่า จำเป็นต้องบรรลุการรับสัญญาณ ไม่มีเครื่องกำเนิดการดำเนินการจะดำเนินการโดยใช้หูโดยรับสัญญาณจากสถานีวิทยุ SSB วิทยุสมัครเล่นหรือเครื่องกำเนิดเสียงรบกวนโดยใช้ซีเนอร์ไดโอดพลังงานต่ำ

จากนั้นเครื่องผสมแต่ละตัวจะถูกปรับตามลำดับ ขั้นแรก เลือกแรงดันไฟฟ้าเฮเทอโรไดน์ที่เหมาะสมที่สุด ในการทำเช่นนี้จะค่อยๆ เพิ่มขึ้นและประเมินด้วยหู: ปริมาณการรับสัญญาณ GPS สถานีวิทยุ หรือเครื่องกำเนิดสัญญาณรบกวนเพิ่มขึ้นหรือไม่ ดังที่ผู้เขียนตั้งข้อสังเกตไว้ เมื่อแรงดันไฟฟ้าเฮเทอโรไดน์ที่จ่ายให้กับมิกเซอร์เพิ่มขึ้น ระดับเสียงการฟังจะเพิ่มขึ้นในขั้นแรก จนถึงสูงสุด จากนั้นจึงแทบไม่เปลี่ยนแปลง (รูปที่ 8, เส้นโค้ง 1) ควรตั้งค่าแรงดันไฟฟ้าเฮเทอโรไดน์เพื่อให้เมื่อลดลงเล็กน้อย ระดับเสียงการรับสัญญาณจะลดลง และเมื่อเพิ่มขึ้นเล็กน้อย จะไม่เพิ่มขึ้น ในทางปฏิบัติ สิ่งนี้เกิดขึ้นได้จากการเคลื่อนที่ภายในขอบเขตเล็กๆ ของตัวเลื่อนตัวต้านทานที่ควบคุมระดับแรงดันเอาต์พุตของออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ หากตัวรับส่งสัญญาณไม่มีความสามารถนี้ ควรแก้ไขอุปกรณ์

ตามกฎแล้ว ผู้ติดตามตัวปล่อยจะเชื่อมต่อที่เอาต์พุตของออสซิลเลเตอร์ท้องถิ่นตัวใดตัวหนึ่งหรือตัวอื่น ในกรณีนี้การปรับเปลี่ยนจะค่อนข้างง่าย: ตัวต้านทานคงที่ในวงจรตัวส่งสัญญาณของทรานซิสเตอร์จะถูกแทนที่ด้วยตัวต้านทานการตัดแต่งแบบไม่เหนี่ยวนำที่มีค่าเดียวกันกับค่าคงที่

หลังจากปรับแรงดันไฟฟ้าเฮเทอโรไดน์ให้เหมาะสมแล้ว คุณจะต้องปรับสมดุลมิกเซอร์อย่างระมัดระวังมากขึ้นอีกครั้ง มิลลิโวลต์มิเตอร์หรือออสซิลโลสโคป RF เชื่อมต่อกับอินพุตหรือเอาต์พุต (ขึ้นอยู่กับการออกแบบของตัวรับส่งสัญญาณ) และโดยการเลื่อนแถบเลื่อนของตัวต้านทาน R1 จากนั้นปรับตัวเก็บประจุ C1 และ C2 (ดูรูปที่ 7) เราจะได้ค่าการอ่านขั้นต่ำ . หากใช้อุปกรณ์ที่มีความต้านทานอินพุตสูง ควรเชื่อมต่อตัวต้านทานที่มีความต้านทานใกล้เคียงกัน (ภายใน 50...100 โอห์ม) เข้ากับอินพุตและเอาต์พุตของมิกเซอร์

ควรให้ความสำคัญกับการปรับสมดุลไปยังเอาต์พุตของเส้นทางการส่งสัญญาณ ความแตกต่างในความสมดุลระหว่างอินพุตและเอาต์พุตของมิกเซอร์ควรมีน้อย (ไม่กี่เดซิเบล) หากสูงถึง 10 dB หรือมากกว่านั้นตามกฎแล้วเป็นผลมาจากความจริงที่ว่าแรงดันไฟฟ้าเฮเทอโรไดน์ที่จ่ายให้กับเครื่องผสมนั้นสูงกว่าค่าที่เหมาะสมที่สุดอย่างมาก

ผู้เขียนสร้างขึ้นเพื่อตรวจสอบและปรับสมดุลมิกเซอร์ อุปกรณ์ง่ายๆ- ในรูป รูปที่ 9 a แสดงวงจรของแอมพลิฟายเออร์ RF มิกเซอร์เชื่อมต่อกับอินพุตและโวลต์มิเตอร์ความถี่สูงเชื่อมต่อกับเอาต์พุตสำหรับการปรับจูนคร่าวๆ (รูปที่ 9, b) และสำหรับการปรับละเอียด - โพรบ RF (รูปที่ 9, ค) ในกรณีนี้ ไม่จำเป็นต้องติดตั้งตัวต้านทานเพิ่มเติมที่มีความต้านทาน 50...100 โอห์มในมิกเซอร์

ในที่สุดมิกเซอร์จะถูกปรับหลังจากติดตั้งในตัวรับส่งสัญญาณแล้ว (เปลี่ยนเป็นโหมดส่งสัญญาณ) ต้องตั้งค่าอุปกรณ์ในโหมดรับก่อน เพื่อป้องกันเสียงรบกวนจากไมโครโฟนรบกวนความสมดุล อินพุตของเครื่องขยายสัญญาณเสียงไมโครโฟนจึงลัดวงจร มิกเซอร์ความถี่ต่ำสุดจะถูกปรับสมดุลก่อน จากนั้นตัวมิกเซอร์อื่นๆ ตามลำดับที่สัญญาณผ่านในโหมดการส่งสัญญาณ เพื่อให้ได้การอ่านค่า RF ขั้นต่ำที่โหลดเทียบเท่า (รูปที่ 10) ที่เชื่อมต่อกับเครื่องขยายกำลังของตัวรับส่งสัญญาณ หลังจากนั้น การตั้งค่าของโหนดที่เหลือจะถูกปรับ ขอแนะนำให้ทำซ้ำขั้นตอนนี้สองหรือสามครั้ง

วลาดิสลาฟ อาร์เตเมนโก (UT5UDJ) เคียฟ ยูเครน

วรรณกรรม

1. โปลยาคอฟ วี.ที. นักวิทยุสมัครเล่นเกี่ยวกับเทคโนโลยีการแปลงโดยตรง - ม.: ผู้รักชาติ, 1990, หน้า. 264.
2. Stepanov B. การวัดแรงดันไฟฟ้า HF ขนาดเล็ก - วิทยุ, 1980, N 7, p. 55-56.
3. Artemenko V. ตัวรับส่งสัญญาณขนาดเล็ก SSB อย่างง่าย 160 ม. - วิทยุสมัครเล่น, 1994, N 1.c. 45, 46.
4. อาร์เตเมนโก วี.เอ. ตัวรับส่งสัญญาณอย่างง่ายพร้อม EMF - RadioAmator, 1995, N 2, p. 7-10.
5. Bunin S.G., Yaylenko L.P. คู่มือสำหรับมือสมัครเล่นคลื่นสั้น - ก.: เทคโนโลยี, 2527, หน้า. 264.
6. Stepanov B. , Shulgin G. ตัวรับส่งสัญญาณ "Radio-76" - วิทยุ, 2519, N 6, p. 17-19 น.7 น. 19-22.
7. Stepanov B. , Shulgin G. ตัวรับส่งสัญญาณ "Radio-76M2" - วิทยุ, 2526, N 11, p. 21-23 น.12 น. 16-18.
8. Vasiliev V. เส้นทางย้อนกลับในตัวรับส่งสัญญาณ - วิทยุ น.10 หน้า 20,21.